關鍵字：MIMO WLAN" title="WLAN">WLAN RF運作" title="RF運作">RF運作
無線通信系統愈來愈普及，加上新型態的應用（如數字串流視頻）不斷推出，使得市場對傳輸速率（throughput）更高或涵蓋范圍更廣之無線電系統的需求也持續增加。在某種程度內，使用更復雜的調變格式，如正交分頻多工（OFDM）和64 QAM，就可以滿足這樣的需求，但進一步推升的腳步未曾停歇。改變可用頻譜的使用方式有幾種方法， 超寬頻（UWB）是一種可以提高傳輸速率的做法，另一種則是稱為多重輸入多重輸出（MIMO）的射頻技術。
相較于單一通道的技術，MIMO射頻技術可以充分利用每一個發射器和接收器輸入端之間的路徑差異，發揮所佔用之RF頻寬的更大效益。如果說傳統的單一通道無線電系統在發射器和接收器之間產生的是單一條“管路”的話，那么MIMO無線電系統的目標就是要產生多條管路，其做法是先就發射器到接收器之間的路徑產生一個數學模型，然后解出所得到的方程式。如果這些管路可以完全分開，那么通道的容量就可以隨著更多發射-接收鏈的加入而線性增加。具有更大容量的通道不一定只能用來以更高的速率傳送資料，如果同一筆使用者資料是透過所有的管路一起傳送，就可以增加路徑的分集性（path diversity），進而提高資料成功還原的機率。這種方法非常適合工作于5 GHz 的WLAN 應用採用，因為該頻段的頻譜使用率偏低，不過，操作范圍可能會受到限制。使用5GHz 的MIMO 可以提供更充分運用此一不需申請執照之通信頻段的途徑，也是IEEE 802.11n 規格的重點之一。
IEEE 802.11n 無線區域網路規格的制訂目標是要提高使用者的資料速率達100Mbps 以上，制訂完成后將會包含一些選項， 可以將速率延伸到遠高于100Mbps。傳輸速率的提高要歸功于幾項改變的成果，包括資料封包的傳送方式，以及使用一些復雜的射頻技術，這一點會需要搭配高性能的RF 硬件才能做到。
IEEE 并非是唯一對發展MIMO 射頻技術感興趣的組織。在歐洲，Marquis 計畫正在發展先進的技術，而蜂巢式通信規格（如HSDPA）也開始加入一些延伸規格， 以具備多重通道傳輸的能力。Wireless Gigabit with Advanced Multimedia Support（WIGWAM）計畫所要追求的正是1 Gbps 的傳輸速率。
無論是個別的無線通信裝置，或是即將被開發出來的許多不同的設計之間，若要確保其運作的正常及相容互通，測試都將扮演非常重要的角色。本文將簡單地說明MIMO的基本運作原理，然后探討需要進行的各項測試，其中有些是普遍適用的，有些則特別針對802.11n規格。
如何達到100 Mbps的傳輸速率
一些信令協定（signaling protocol）的改變以及加入多重通道的射頻傳輸技術，將可以大幅提高WLAN 系統的效能。眾所皆知，現有WLAN OFDM 技術（如IEEE 802.11a）的最高資料速率并不能反映出使用者實際可以享有的資料傳輸速率。如圖1 所示，資料速率指的是封包的實體資料段（payload）中的編碼位元，實際上，有相當多的時間并不是以這個速率傳送資料，因此，最高的資料傳輸速率通常只能達到最高資料速率的30 至40% 而已。為了解決封包傳送機制中會增加的傳輸負擔問題，需要在媒體存取控制（MAC）層做一些修改，例如，將數個封包合起來傳送，使得資料傳送週期的間隔能縮到最小，并透過區塊確認（Block Acknowledgement），減少確認封包的數目。
另一種方法是將實體資料的長度拉到最大。實務上，射頻通信環境對于可以連續傳送多長的資料會有所限制，這是因為發射器和接收器之間的路徑經常在改變，針對一個特別的狀況調整好之后，該狀況可能也只能維持幾毫秒的時間而已。同時傳送多個個別的封包，每個封包都包含部分的表頭（header）資訊，也是另一種可以滿足大部分需求的可能性。少量地增加OFDM 次載波的數目、將OFDM 保護區間（guard interval）減半、或是減少導引次載波（pilot sub-carrier）的數目，都是值得嘗試的改良方法，實做出來將可以提高傳輸速率，又不會對通道的頻寬造成不利的影響。為了支援MAC 層和實體層的改變，也提出了一些新的協定管理封包，可能也會推出（RIFS）等方法。
圖1：簡化的WLAN OFDM 封包時序。
改良封包結構之后，可以思考射頻通信效能的改善之道，共有三種可行的方式，通道容量的標準方程式指出了其中兩種：
其中
C＝通道容量（位元數/秒）、B＝佔用的頻寬、ρ＝信號/噪音比（SNR）（線性的比值，而非dB）
方程式一：單一通道容量的表示式
增加佔用的頻寬或改善信號/噪音（S/N）比可以提高通道的容量。
首先，如果以更快的速率，將資料調變到RF 載波上，就能以更快的速度傳送資料，但也會即刻增加佔用的頻寬。某些WLAN裝置中已經使用了這種方法，可以將發射器基頻的時脈速率加倍。這個想法經過修改后將成為802.11n 裝置的選項，其缺點是有些頻譜管理機構禁止這樣做。如果有一些不同代的無線網路基地臺（Access Point）各自獨立地運作時，在此情況下可能不會以最有效的方式分配頻譜的容量。
第二種方法是改善信號/噪音比，以使用較復雜的調變格式。原則上，從目前的64QAM 改為256 QAM 可以大幅提高傳輸率，而且不會增加佔用的頻寬。但實務上，不論是改善接收器的信號/噪音比或是產生256 QAM 的信號都有其困難度。使用多個接收器和運用分集的概念是值得嘗試的SNR 改善方法，但處理256 QAM 信號所要求的硬件效能會需要增加額外的成本。即使能夠充分地改善S/N 比，最多也只能以對數的比例提高傳輸率。未來IC 技術的效能或許可以進行更復雜的調變，不過目前還可以藉由運用MIMO 技術，採取第三種方法來增加容量。
多重通道的無線電系統與空間資料串流（spatial stream）－MIMO
正在使用或考慮要使用的“智能型天線”和多重通道技術有很多種，因此有必要先確立所使用的術語是相同的。如果一個無線電系統在發射端和接收端使用的天線都不止一組，它或許具有多重通道的能力，但不表示它採用的是空間多工（spatial division multiplexing）的方法。輸入和輸出無線電通道的數目決定了它是哪一種的無線電系統，MIMO指的是：要使用兩個或多個通道的輸入端和通道的輸出端，請參見圖2。而且，需要採用空間多工法，才能提供方程式二所描述的增加容量的好處。
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圖2：無線電技術是依據所使用的通道類型來定義的。
IEEE 802.11n 工作小組已轉向于制訂更先進的無線電系統，稱為多重輸入多重輸出或MIMO。這項技術可以讓我們并行地送出資料串流，概念上有點像是使用纜線而非無線電。之所以能夠這么做的理由是因為：兩支天線間的典型WLAN 射頻路徑特性有一大部分會取決于天線放置的位置，如果將天線移動幾公分（半個波長），就需要使用不同的系數來定義新路徑的方程式。這樣的差異可以用數學的方式將信號分開來，于是興起了（spatial separation）和（spatial streams of data）串流的概念，并藉由實際上分隔開來的不同組天線來實現。
如果同時從一些天線發射信號會得到一連串的方程式，描述合在一起的路徑之間的通道長什么樣子。一旦掌握了通道的傳輸特性，就可以明瞭一起傳送出去的資料在通往接收天線的途中，是如何合在一起的。數學上，由方程式二的總和符號可以看出，容量會隨著發射-接收鏈的數目N 增加而線性增加。若要實現這樣的效果，同一個信號必須同時使用每一個發射-接收鏈。它是方程式一的延伸，而且多了一個新的變數，這是無線電通道的（Singular Values），也是MIMO 通道容量的量測指標。
其中，，N＝獨立的發射-接收鏈數目、 ＝ 無線電通道矩陣H 的單數值
方程式二：MIMO 容量的表示式
它看起來且實際上也比傳統的無線電系統復雜，但最大的好處是不需使寬，也不需具備更佳的信號/噪音比，就能夠以高出很多的速率傳送資料。以一個方形矩陣A 來說，其單數值是AHA 特征值的方根，其中AH 是A 的共軛轉置（Hermetian）。最簡單的方法就是把單數值想成可以用來衡量空間通道有多強及分離度有多好的基準，而最理想的MIMO 通道特性是單數值夠高且大小相等。找出通道系數的方法有幾種，請參考圖3，最簡單的一種就是在T0 和T1 發射一對已知的不同信號，然后量測出現在R0 和R1 的信號。這是一個（non-blind）的已知通道粹取例子，系統運作的（training period）與用來傳送使用者資料的時間是截然不同的。這是針對802.11n 的運作所提出的方法，也是802.11a 中所使用之多頻（multitone）通道估測法的延伸。在圖3 中，T0 和T1 代表透過無線電通道傳送的信號，范例中的系數指的是通往R0和R1 接收天線的途中，所出現與頻率無關的路徑損耗及交互耦合。
圖3：更加簡化的2*2 MIMO 通道范例，有助于解開一些MIMO 運作的奧秘。
這些系數顯然不能代表一個真實的通道，但其目的是要告訴我們如何利用接收到的信號R0 和R1，計算出通道的系數。至此，不妨思考看看MIMO 技術是否能夠在所有的通道條件下，提供擴增容量的效果，答案是：否，透過前一個簡化的范例，大致可以瞭解箇中的原因。在圖3 的范例中，通道的單數值分別為0.957 和0.815，算是相當良好的MIMO 通道，因為兩個值的比將近1（1.17）。由表1 可以看出，當其中一個通訊連結的系數改變的時候，會出現什么樣的變化。如果耦合的系數和直接的系數在數值上差不多，則相位差會變得非常重要。
表1：通道系數改變時，單數值會出現的變化。
通道估測的準確度攸關著信號還原的準確度。造成品質降低的原因有很多種，包括通道中的噪音、失真和量化誤差等。為了提醒處理噪音的必要性，可以用一個更完整的表示式來描述圖3中接收到的信號：
R = H T + n
其中，H 是通道系數的矩陣、n 是噪音因數的矩陣、R 和T 是描述接收到和傳送出來之信號的矩陣通道粹取過程中產生的熱噪音（thermal noise）和量化噪音（quantization noise）效應對WLAN封包以及射頻數字信號處理（DSP）的設計有相當大的影響。另一種看待通道運作的方法如圖4 所示。圖中的線代表的是R0 和R1 的方程式，線的交叉點則代表我們找出通道系數的準確度有多高。在左上角的圖中，可以很清晰地辨別兩條線，表示其信號/噪音比很高。而且，這兩條線幾乎是正交的（彼此呈直角交叉），因此可以非常準確地測定交叉點，表示可以準確地解出通道方程式。在左下角的圖中，線就沒有那么明顯清楚了，表示是一個低信號/噪音比的信號。兩條線也幾乎呈正交，因此仍然可以相當準確地解出交叉點。在右上角的圖中，兩條線的角度縮小了很多，因此兩條線交叉的區域大幅增加了，使得斜率的估測精確度變差了。
最后，在右下角的圖中，加入了更多的線，代表更多的方程式，這是使用更多支天線所產生的。使用更多的線（方程式）有助于提高交叉點位置的部分解析度。
如果反射無法形成傳遞路徑的一部份，則通道系數較有可能是相似的（相互關聯的）。keyhole 通道就是一個可能發生這種情形的例子，將這種通道看成是包含了一個小的窗口（開口）會比較容易想像。實務上，其它結構（如金屬屋頂線）也可能造成通道路徑的差異性降低，導致相同的結果－ MIMO 的容量減少。
圖4：MIMO 信號還原的誤差大小取決于通道的差異性有多大和噪音有多少，此圖中的線代表的是用來計算通道系數的方程式。
■1.延伸的封包結構
MIMO 通道估測的過程需要延伸802.11a 所使用的前導訓練序列（preamble），多出來的訓練期間可以讓接收裝置計算通道的系數。為了建構高傳輸率的WLAN 封包而提出的一種結構如圖5 所示。在叢發信號的資料部份，會將資訊對應到個別的傳送通道上。在過程中，會輪換不同天線所使用的次載波。對空間多工（SDM）的運作來說，這其實并非必要的，但可以強化信號的耐受力（robustness）。
圖5：經過修改的WLAN 封包可進行MIMO 運作，Greenfield1 或Pure Mode2 封包不需要提供傳統的週期（legacy period），因此可以達到更高的傳輸率。
■2.通道估測
看起來最容易的MIMO 通道估測法之一是從每一組發射器送出交錯的次載波。圖6的測試設置方式是其中一種可以粹取通道資訊的方法，由兩部信號產生器分別產生相同的1 MHz間隔的多音頻信號，其中一部信號產生器的中心頻率偏移了500 kHz。呈現在圖右邊的四組頻率響應顯示了將不同的路徑響應分離開來的結果。訓練期間的設計具備了很強的時間關聯特性，可以將發射器信號的峰值對平均功率降到最低。在訓練序列期間，每一個無線電接收通道的模擬增益控制指的是，只能使用一組設定來量測所有發射器的通道系數。我們只能量測來自不同發射天線之信號的比值，如果差異很大，較弱的信號就會出現量化誤差。雖然這個問題看起來或許不是很嚴重，但卻意味著通道的品質不利于MIMO 傳輸。輸入通道間的絕對增益差或許不是很重要，但接收鏈的增益設定必須要盡可能地準確，才能在計算通道系數時，充分運用ADC 的最高解析度。
圖6：四個通道的頻率響應范例，這是利用兩部E4438C 產生交錯式的多頻信號，經雙通道的89640 VXI系統接收后所得到的結果。
■3.分碼多重存取（CDMA）與MIMO 的比較
表面上看來，可以讓多位使用者共用同一頻寬的CDMA 射頻技術運作方式與MIMO有些類似之處，但這兩種系統的差異其實相當大。MIMO 射頻技術可以提高通道的容量，而CDMA 則不能。顧名思義，CDMA 是一種多重存取的技術，在任何時間點，都可以單獨還原每位使用者所屬的信號，而MIMO 射頻技術則必須要能同時接收不止一個的信號，才能充分利用通道容量增加的效益。
在CDMA 中，每一位使用者所屬的信號都會透過一個獨特的編碼，與其他使用者的信號分隔開來。編碼的設計互不相同（呈正交），讓接收器只能解出單一個信號，而其它信號看起來則像噪音一樣。隨著使用者的人數增加，有效的噪音位準也會提高。當接收器再也無法有效地還原它鎖定的位元串流時，就表示達到了系統的總容量。在MIMO 系統中，多出來的發射-接收鏈（最重要的是包含了實體上各自分開的天線）使用的是射頻通信環境的空間分集（spatial diversity）法，以增加實際的總容量。當使用了整個通道的所有空間分割變數，且可用的信號/噪音比夠高時，就達到系統設計的總容量了。與CDMA 不同的是，MIMO系統不需要資料信號是相互正交的。
■4.無線電通道
在無線電通道部分，RF 路徑或通道的本質決定了MIMO 無線電系統的效能。為了比較不同無線電模擬的效能，以及產生測試信號給實際的裝置使用，需要建構無線電通道的模型。既有的WLAN 效能分析使用的是Medbo-et al 提出的模型，內含五種應用（模型），以適用于不同的環境。802.11n 工作小組已將其擴大，開發出更復雜的模型，以搭配MIMO 無線電系統使用。舉例來說，信號傳播的角度會變得極為重要，因為它會影響信號從每一個發射天線行進到每一個接收天線的結果。信號被視為以叢集（cluster）的方式抵達，每一個叢集代表的是以直線連結其路徑損耗（以dB為單位）的信號，其值為時間延遲的函數。有一些是環境特有的影響，如效應”螢光燈”，也需要加以處理。有些可能會在個別資料封包的傳送過程中，造成通道改變。
應用在WLAN 的多重通道無線電系統
使用802.11a 形式的OFDM 與MIMO 的運作之間有很密切的關系，一直到設計階段都是如此。為了瞭解OFDM 如何因應MIMO 的需求，有必要先說明單一輸入單一輸出（SISO）的無線電系統。
■1.正交分頻調變（OFDM）提要
OFDM 可以在許多的次載波之間分享使用高速的資料輸入，如此一來，就可以減少個別次載波所需的頻寬。資料會蒐集成資料區塊（稱為symbol），然后經過編碼以減少錯誤的發生，接著將它們分散（交錯）在不同的次載波上進行傳送，以保護它們不受少數次載波因多徑消抵（multi-path cancellation）或窄頻干擾造成的損耗所影響。（orthogonal）這個名稱指的是選擇次載波的頻率間隔和資料調變速率的方式，以避免次載波之間的干擾。每一個次載波的頻寬都很窄，但仍然會有相關的延遲產生。symbol 之間插入的保護區間提供了系統設計時可以預期的最長延遲時間。在保護區間內，會將symbol 延伸，做法是將symbol 尾部相同長度的一段時間復制在symbol 的開頭處，這段時間就稱為循環字首（cyclic prefix）或延伸部份。
WLAN 傳輸的運作基礎是只使用每一個單獨封包內的資訊來還原封包的內容。在封包（叢發信號）的開始處，有兩段訓練期間，在第一個8 us的短訓練序列中，每第四個次載波會被開啟，其相位關系會將峰值對平均功率比降到最低，這段期間可用于接收器的增益設定以及粗略的頻率修正。在接下來的8 us，也是長訓練序列中，所有的次載波都會開啟，讓接收器計算通道的頻率響應并微調頻率的誤差。使用OFDM 可以讓我們對MIMO 運作用的信號做一些重要的假設。舉例來說，每一個次載波的調變頻寬都很小，足以假定可以用單一復數系數來表示每一條RF 路徑，這就是透過低成本的DSP 實作，讓MIMO 運作的通道系數計算變得可行的重要因素。
■2.分集（diversity）技術
傳送單一資料串流時，運用分集技術可以減少錯誤的發生。天線的空間分集并非新的題材，在許多WLAN 的裝置中已經使用過了。802.11n 裝置中的多重發射-接收鏈設計除了是一種增加容量的方法之外，也具有提高分集性的效果。善用路徑的分集效果可以提高信號路徑的耐受力，這表示可以提高任何距離的最高資料速率。如果信號/雜訊比的效能超出要求，還可以降低發射功率，延長可攜式裝置的電池壽命。
無線電系統的方塊
MIMO 無線電系統的各個硬件和軟件組成部份與標準的OFDM WLAN 設計有許多雷同之處。多重RF 通道可以用不同的本地振盪器，或是具有單獨的前端模組的整合式收發器和LO，以分開的收發鏈來設計。所有會影響SISO OFDM 設計的不良狀況，如相位噪音和信號壓縮，在MIMO 無線電系統中也都需要加以測試。此外，通道間不想要的交互影響也需要進行測試，在DSP層級所發生的改變就是一個例子，可以看出數字硬件的交互影響可能會造成模擬信號出現轉態的情形，而這種現象只有當整個系統以一般模式運作時才會顯現。通道內的信號之間會交互耦合是通道中固有的行為，但如果在天線和模擬/數字轉換間出現不想要的耦合，就會降低空間通道的效能。在模擬RF 中，這就好像在回返損耗量測的路徑中放置一個衰減器一樣。
圖7是一個2*2 配置系統的主要組成要件。
在實際的應用上，可能會使用第三組接收器或更多的發射鏈。所支援的空間資料串流數取決于使用了多少組獨立的發射-接收鏈，任何硬件的增加都是為了提高頻道的分集性。接收器的設計是MIMO 無線電系統中最復雜的部份之一，不僅個別的頻道必須具有與SISO 無線電系統相同的相鄰頻道與干擾拒斥特性，而且也必須要能將MIMO 信號的空間資料串流分開，因此準確的通道估測尤其重要。設計的取捨是必要的，也會造成效能上的差異，系統整合者在選擇不同廠商的產品時，不能不將這些因素區隔開來，而且需要用到一些測試信號的組合才能做到。
圖7：2*2 MIMO 發射器和接收器的方塊圖。
發射器測試
大部分的無線電標準都會發展出發射器品質的衡量基準，預計802.11n 也不例外。在撰寫本文之際，適當的量測方法還在討論當中，不過，現有的量測方法中有一些是可以調整適用的。
■1. 單一通道量測
單一通道的量測會引發興趣是因為可以使用既有的設備。就頻譜的安規測試而言，所代表的是大部分其它的接收器。對MISO 系統來說，單一通道就是測試接收鏈需要進行的所有量測了。當然，在傳統的舊式系統模式下使用時，MISO 的測試案例還會包括多重通道WLAN 發射器的運作測試。使用單一輸入的缺點是，當裝置是在要求最高的模式下運作，且會在測試埠間進行切換時（意味著測試時間會增加），無法完整地測試出裝置內的交互作用情形。
＿功率、功率vs. 時間、CCDF
峰值對平均功率比是OFDM 信號要求最嚴格的特性之一，在多個放大器會共用發射功率的情況下，可以預期的是每一個裝置都需要減少所汲取的供應電流。量測功率時，需要切記的是WLAN 信號的功率分佈會隨著封包的不同部份而改變。由圖8 中的互補累積分佈函數（CCDF）軌跡可以看出功率分佈在傳統封包不同部份的改變情形，在前導資訊的部份只有幾dB，但到了實體資料段（payload）的部份，則會增加9到10 dB。在個別MIMO 發射器的輸出端進行的量測看起來會與傳統的裝置很類似（除非有使用空間通道波束成形的功能）。如果信號是合在一起的，例如當它們抵達接收天線時的情形，功率的分佈會更復雜，特別是在前導資訊的部份。需要特別注意的是信號在MIMO通道估測之前和期間的穩定度。
圖8：CCDF 在WLAN 封包不同部份的變化情形。
802.11a 信號的功率攀升方式（power ramp）尚未有清楚的定義，但振幅在前導信號開始處即已穩定下來是很重要的。在第一個training symbol 之前的期間也很重要，因為無中頻（zero IF）接收器如果緊接在封包之前感應到一個信號，可能會出現校準不良的情形。
＿頻譜
為了避免出現不想要的相位陣列波束成形效應，在送出相同的信號時，會在發射器之間插入小的週期性延遲（cyclic delay）。使用單一通道分析儀來量測合在一起的信號時，所得到的頻譜圖不是具有高于相對等之802.11a 信號的峰值，就是有明顯不平坦的頻率響應。圖9 的例子來自于一部標準的掃頻式頻譜分析儀，可以注意到圈起之處就是前導短訓練序列的峰值。
圖9：功率頻譜密度量測出現的峰值，因天線間的交互作用而凸顯出來。
除了最高功率的裝置以外，這種情形可能不會構成頻譜安規的問題，但會對頻譜噪音波罩（spectrum emission mask）量測造成影響，因為這項量測是利用最高的頻段內（inband）峰值來設定參考位準所進行的，其影響是會提高波罩限制線。閘控式頻譜分析是一種功能強大的方法，可以找出信號叢發期間的問題。圖18嘗試將兩組發射器的輸出組合在一起，最底下的軌跡就是信號合在一起的結果，頻譜中下降點（圈起處）的位置和深度容易受到通道間的時序偏移和平衡所影響。使用合適的測試模式，或藉由量測適當的preamble symbol，或許可以應用這個原理，使用單一輸入分析儀來進行簡單的交叉通道量測。25 ns 的時間延遲會在20 MHz 寬的信號上造成180 度的相位偏移，或是讓圖10 中的下降點出現40 MHz 的反覆區間。
圖10：將中間有小的週期性延遲的兩組信號（上方和中間）組合在一起，會得出明顯不平坦的頻率響應結果。
將RF 屏蔽拿掉，檢查裝置之MIMO training symbol 期間的前導資訊部份，展現的則是另一項簡單的交叉通道測試。在圖11 中，眾多圓圈顯示的是交錯的次載波從一個通道洩漏到另一個通道的情形。這項量測使用的是Hanning FFT 時窗，以提高頻率響應的解析度，在training symbol 具有週期性本質的情況下，這是很好的選擇。
圖11：在長訓練序列期間量測到的不想要跨通道耦合。
＿自動關聯（auto-correlation）
自動關聯可以分析信號中重復的成份，例如802.11 傳統前導結構中的800 ns 和3.2μs 反覆區間，也可以用來檢查交互耦合。圖12 的信號是圖6 的量測中所使用的相同交錯式多頻信號，在自動關聯量測中，峰值的比率大小代表的是通道間總體的交互耦合程度。這些結果的復數系數（經由切換刻度顯示出來－ 請參見插圖）可以提供信號間相位關系的資訊。
圖12：對圖6范例中使用的頻率交錯式信號進行自動關聯量測的結果，峰值的相對大小與頻道耦合的強度有關。
＿頻率與相位穩定時間、EVM
如果前導結構是正確的，可以使用89600 VSA 軟體執行一般的802.11a EVM 量測。信號需要有至少28μs 的時間長度，但不一定得是標準的封包，這表示可以在傳統系統相容的封包上量測相位、頻率和振幅的穩定時間及EVM，進行時可選擇
表2：使用單一輸入信號測試儀器所能進行的量測。
■2. 雙通道量測
雙通道量測可以進行更完整的MIMO 無線電分析。交叉通道量測可驗證信號間的頻率和時序關系，也可以顯示出每個個別通道的誤差如何累加在一起，降低發射器和接收器的空間通道效能。產生信號時，時序對齊和共用本地振盪器的需求與6.2.1 節所討論的類似。透過個別的組件量測RF 相位關系時，使用共用的本地振盪器將是最容易的方式，會需要採用向量網路分析所使用的方法，在測試連接點進行相位校準。若要確保量測的穩定一致性，就需要特別留心RF 匹配的問題。相反地，在生產線上測試完整的發射器時，要求可能反而沒這么高。可執行多通道發射器量測的硬件有三種，如表3 的摘要所列。
表3：多重通道量測硬件選項摘要。
示波器數字轉換器的解析度為8 位元，與EVM 等量測的殘留誤差（residual error）沒有直接的關聯。如果信號有經過超次取樣，就可以提高有效的位元數，此時主要的限制會在于儀器本身的噪音底線。就其可以分析的信號類型而言，示波器顯然是非常彈性的工具。若是RF 信號，雖然任何旁生的噪音信號都可能會變成膺頻（aliased），混入量測結果中，但仍然可以直接使用高性能示波器進行量測。取樣率和記憶體深度決定了可用的擷取時間長度，就同樣的記憶體容量來說，取樣率為2 或4 GSa/s（視機種而定）在可用的記憶體深度上會相差一大截，而量測速度則會隨著取樣點數減少而加快。
接收器測試
MIMO 接收器處理的是叢發信號中兩個主要的部份：通道估測和分開多重通道的資料。在接收器設計的過程中，可以利用發射器測試一章中所介紹的設備，在RF 和（Z）IF 頻率分別分辨出叢發信號的這兩個部份。圖13 顯示了測試配置介接點的可能組合，89600 VSA 可以搭配邏輯分析儀以及類比擷取硬件使用。
接收器測試的運作方式取決于控制DUT 的應用軟件，一般而言，會使用一些測試模式執行參數測試，這樣會比跑完一般的關聯計算與資料傳輸程序來得有效率。在單一通道測試中，RF 位準是主要的控制參數，最重要的衡量指標是靈敏度，也就是在特定的調變速率下，達到指定之封包錯誤率效能所需的RF 信號位準。若要進行更完整的測試，則需加入相鄰通道、噪音和其它干擾。
在多重通道的無線電系統中，接收器測試也是先從同樣的單一通道測試開始進行，再將信號源輪流切換到每一個接收器輸入端。當進入到MIMO 運作流程時，結果若要有意義，就必須先定義測試通道，也就是要設定通道間的耦合系數，如第一節中所述，這些對決定通道的容量十分重要。在RF-DSP 的設計中，有很多的測試通道需要加以驗證，即使是專為802.11n 工作小組所提出的MATLAB® 程式也只能提供一部份而已。
圖13：接收器測試的大致配置方式，可以使用示波器或VXI 硬件來測試降頻路徑的模擬效能。系統測試需要使用特定廠商的軟件，對無線電系統的設計者來說，此舉可以取得詳細的效能資訊和進行完整的控制。
■1.單一信號源
利用RF信號分配器（signal splitter），可以使用幾種方法，透過單一信號源來同時測試多個輸入信號。其優點是速度快且不需要使用額外的硬件，但適用性取決于基頻電路的運作，而基頻電路的運作又會因晶片廠商而異。這種方式無法測試無線電系統因使用空間多工技術而增加的容量。
＿提高SISO 無線電系統的靈敏度
若將一個標準的單一通道OFDM 信號先饋入一個單獨的接收器輸入端，則應該會同時提高所有的無線電輸入靈敏度位準，所提高的量取決于獨立的接收路徑數目。實際的提升程度將視硬件配置方式，以及輸入信號經過數字轉換后，所使用的信號結合方法而定。若作業得當，設計者將可以依據理論上的計算值以及自己進行的裝置量測結果，得出預期之提升程度的規格。
＿Keyhole 方法
第二種方法稱為keyhole 方法1，可用來測試MIMO 通道的還原過程，此時DUT 需
要進入特殊的測試模式下運作。如果我們考慮使用交錯式多頻信號來進行通道估測的話，可以設計一個不論系統應該有多少個發射器，都能提供相同位準的測試信號。若將此信號送入所有的接收器輸入端，則無線電系統就可以計算出所有的通道系數，此時應該可以發現通道容量并沒有比SISO 的方式增加。進行這項計算時，均值化過的通道系數應該為1 或0，只要出現偏離1 和0 的情形（因無線電硬件的不完美或接收器輸入端的雜訊而發生），就可以判斷無線電系統的效能如何。
■2.多重信號源
考慮使用單機獨立運作儀器提供的多重信號源時，必須瞭解基頻信號的時序對齊的必要性，以及是否需要使用共用的本地振盪器。舉例來說，如果有個別的本地振盪器（LO），表示可以進行相鄰通道測試以及MIMO 測試。