隨著對(duì)用電設(shè)備的諧波標(biāo)準(zhǔn)越來越嚴(yán)格，PWM整流器的應(yīng)用日益廣泛。在PWM整流器的控制中，目前研究最多、應(yīng)用最廣且性能較為優(yōu)良的方法是在d-q同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的直接電流控制。為了實(shí)現(xiàn)電流的無靜差調(diào)節(jié)，該方法采用坐標(biāo)變換將三相交流量變換成旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系中的直流量進(jìn)行控制，PI調(diào)節(jié)器積分環(huán)節(jié)的直流增益為無窮大，因此電流控制的穩(wěn)態(tài)誤差為零。在控制結(jié)構(gòu)上，通常采用雙閉環(huán)控制，即電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)控制。其中電壓外環(huán)用于控制整流器的輸出電壓，電流內(nèi)環(huán)實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電流的波形和相位控制。
    在通常的同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的PI控制中，僅保證了期望的穩(wěn)態(tài)性能，但不能保證在動(dòng)態(tài)過程中電流的快速跟蹤，因此提出了大量改進(jìn)控制方案。參考文獻(xiàn)[1]通過對(duì)影響電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度因素進(jìn)行分析，提出了利用動(dòng)態(tài)過程中的無功電流來提高有功電流動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度的方法。
    本文對(duì)PWM整流器在d-q同步坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型及控制方法進(jìn)行研究的基礎(chǔ)上，基于PSCAD軟件建立了其仿真模型，通過對(duì)交流側(cè)電感的設(shè)計(jì)進(jìn)行分析，提出利用數(shù)字電感器取代傳統(tǒng)的電感線圈，使得電感參數(shù)在運(yùn)行過程中可調(diào)，從而既可以實(shí)現(xiàn)電流的快速跟蹤，又可以達(dá)到抑制諧波電流的目的。
1 PWM整流器在d-q坐標(biāo)系的數(shù)學(xué)模型及控制方法
    三相電壓型PWM整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。主電路采用IGBT與二極管反并聯(lián)方式，Ls和Rs為電感的等效參數(shù)，C為直流濾波電容，RL為直流側(cè)負(fù)載，uca、ucb、ucc為整流橋三相控制電壓。通過坐標(biāo)變換在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下PWM整流器的方程為[1-2]：

    i_sq^*=0
    綜上理論分析，利用Mannitoba HVDC研究中心的PSCAD/EMTDC工具，可以建立采用電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)的PWM整流器仿真模型。
2 數(shù)字電感器原理及仿真實(shí)現(xiàn)
    在電壓型三相橋式PWM整流器中，交流側(cè)電感的設(shè)計(jì)既要實(shí)現(xiàn)快速電流跟蹤的指標(biāo)，又要抑制諧波電流。以正弦波控制為例，當(dāng)電流過零時(shí)，其電流變化率最大，為滿足快速跟蹤電流要求，此時(shí)電感應(yīng)該足夠小；而在正弦波電流峰值處，諧波電流脈動(dòng)最嚴(yán)重，為滿足抑制諧波電流的要求，此時(shí)電感應(yīng)該足夠大。隨著新型數(shù)字化元器件的出現(xiàn)，使得電感的在線調(diào)整成為現(xiàn)實(shí)。
2.1 數(shù)字電感器原理
    以往電感參數(shù)的確定是在滿足有功、無功要求和電流波形品質(zhì)指標(biāo)的前提下，綜合考慮電感的成本和體積，在滿足性能要求的同時(shí)，使其數(shù)值盡量的小[3]。數(shù)字化元件采用帶總線接口進(jìn)行數(shù)控方式調(diào)節(jié)，可通過單片機(jī)或邏輯電路進(jìn)行編程，實(shí)現(xiàn)了“把模擬器件放到總線上”的全新設(shè)計(jì)理念[4]。
    目前MAXIM公司生產(chǎn)的MAX1474(6.4 pF～13.3 pF，增量0.22 pF)和Intersil公司生產(chǎn)的X90100(7.5 pF～14.5 pF，增量0.23 pF)兩款數(shù)字電容器，可以在5 ?滋s內(nèi)快速調(diào)整。在低頻情況下，可以使用高增益集成運(yùn)算放大器來組成回轉(zhuǎn)器，實(shí)現(xiàn)從電容到電感的映射，制作數(shù)字化模擬電感。

    取可變電感參數(shù)變化范圍分別為7.25 mH～50.09 mH和7.25 mH～14.01 mH，與取值為8 mH的不變參數(shù)電感進(jìn)行對(duì)比分析。
    為了便于對(duì)不變電感和數(shù)字電感的波形進(jìn)行分析，仿真時(shí)間設(shè)置為10 s，前5 s電感保持定值為8 mH，5 s～10 s電感按照設(shè)置的要求變化。當(dāng)電流過零點(diǎn)時(shí)，取最小值；當(dāng)電流到達(dá)峰值時(shí)，取最大值。
3 仿真結(jié)果與分析
    PSCAD軟件仿真電源上升時(shí)間為0.05 s，取穩(wěn)態(tài)時(shí)間在4.96 s～5.04 s范圍內(nèi)，電感變化前后的a相電流波形進(jìn)行分析。
3.1 電感參數(shù)在7.25 mH～50.09 mH范圍內(nèi)變化
    (1)取可調(diào)所有32個(gè)檔位，a相電流波形如圖2所示。

    由圖2、圖3可見，電感參數(shù)的變化范圍不宜過大，檔位增量調(diào)整較小為好。
3.2 電感參數(shù)在7.25 mH～14.01 mH范圍內(nèi)變化
    考慮到數(shù)字電容的變化范圍并且按照電感取值盡可能小的原則，取可變電感參數(shù)變化范圍為7.25 mH～14.01 mH，與取值為8 mH的不變參數(shù)電感進(jìn)行對(duì)比分析。
    (1)取可調(diào)所有32個(gè)檔位，a相電流波形如圖4所示。

    由圖4波形可見，峰值時(shí)的諧波電流明顯減少。
    (2)電感變化前后畸變因數(shù)分析。
    輸入電流畸變因數(shù)隨時(shí)間的變化如圖5所示。由圖5可明顯看出，在調(diào)整為可變參數(shù)電感后，輸入電流峰值時(shí)的畸變因數(shù)明顯小于固定參數(shù)電感。
    (3)電感變化前后輸入電流的快速響應(yīng)分析。
    對(duì)a相輸入電流求導(dǎo)后列出部分過零點(diǎn)電流導(dǎo)數(shù)數(shù)據(jù)如表1所示。

    由表中數(shù)據(jù)可見，電感參數(shù)可調(diào)后電流的快速跟蹤性能得到了改善。
    使用PSCAD軟件，建立了基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的直接電流控制方法和雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)的電壓型PWM整流器的仿真模型。提出了利用數(shù)控電感替代傳統(tǒng)的電感線圈，使得電感可在線調(diào)整來改善電流環(huán)的動(dòng)、靜態(tài)響應(yīng)。仿真結(jié)果表明，采用新元件后，既可以較好地實(shí)現(xiàn)電流過零點(diǎn)的快速跟蹤，又可以達(dá)到抑制電流峰值點(diǎn)時(shí)諧波電流的目的，在改善電能質(zhì)量方面具有一定的實(shí)用價(jià)值。
參考文獻(xiàn)
[1] 鐘炎平，沈頌華.PWM整流器的一種快速電流控制方法[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2005，25(12)：52-56.
[2] BLASKO V，KAURA V.A new mathematical model and control of a three-phase ac-dc voltage source converter[J].IEEE Transactions on Power E1ectronics，1997，12(1)：l16-123．
[3] 吳慶彪.基于dSPACE 的PWM整流器的研究[D].上海：東華大學(xué)，2010.
[4] 張嶺，谷志鋒，尹志勇.動(dòng)態(tài)電壓恢復(fù)器同步基準(zhǔn)正弦電路設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)[J].電子設(shè)計(jì)工程，2010(11)：33-36.
[5] Li Yuanzheng.儲(chǔ)能系統(tǒng)中PWM整流器的研究[D].武漢：武漢理工大學(xué)，2009.