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電源變換器中電流模式和電壓模式相互轉化
摘要: 目前,電壓模式和電流模式是開關電源系統中常用的兩種控制類型。通常在討論這兩種工作模式的時候,所指的是理想的電壓模式和電流模式。電流模式具有動態響應快、穩定性好和反饋環容易設計的優點,其原因在于電流取樣信號參與反饋,抵消了由電感產生的雙極點中的一個極點,從而形成單階的系統;但正因為有了電流取樣信號,系統容易受到電流噪聲的干擾而誤動作。電壓模式由于沒有電流取樣信號參與反饋,系統也就不容易受到電流噪聲的干擾。
Abstract:
Key words :

目前,電壓模式和電流模式是開關電源系統中常用的兩種控制類型。通常在討論這兩種工作模式的時候,所指的是理想的電壓模式和電流模式。電流模式具有動態響應快、穩定性好和反饋環容易設計的優點,其原因在于電流取樣信號參與反饋,抵消了由電感產生的雙極點中的一個極點,從而形成單階的系統;但正因為有了電流取樣信號,系統容易受到電流噪聲的干擾而誤動作。電壓模式由于沒有電流取樣信號參與反饋,系統也就不容易受到電流噪聲的干擾。

 然而,在實際的應用中,通常看似為電壓模式的開關電源系統,即系統沒有使用電流取樣電阻檢測電流信號,但也會采用其它的方式引入一定程度的電流反饋,從而提高系統動態響,如:利用輸出電容 ESR 取樣加入平均電流模式,通過輸入電壓前饋加入電流模式。另一方面,看似為電流模式的開關電源系統,在輸出輕載或無負載時,系統會從電流模式進入電壓模式。在使用大的電感時,或在占比大于 0.5 加入斜坡補償后,系統會從電流模式向電壓模式過渡。本文將討論這些問題,從而幫助工程師在遇到系統不穩定的時候從理論上分析,找到解決問題的辦法。

1 電壓模式的工作原理

電壓模式的控制系統如圖 1 所示。反饋環路只有一個電壓環,電壓外環包括電壓誤差放大器,反饋電阻分壓器和反饋補償環節。電壓誤差放大器的同相端接到一個參考電壓Vref,反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端 VFB,反饋環節連接到 VFB和電壓誤差放大器的輸出端 VC。輸出電壓微小的變化反映到 VFB管腳,VFB管腳電壓與參考電壓的差值被電壓誤差放大器放大,然后輸出,輸出值為 VC。

 

電壓誤差放大器輸出連接到 PWM 比較器的同相端,PWM 比較器的反相端輸入信號為斜波發生器的輸出的連續鋸齒波,由時鐘同步信號產生。

每一個開關周期開始時,PWM 比較器的反相端電壓為 0,PWM 比較器輸出為高電平,高端的主 MOSFET 導通,電感所加的電壓為正,電感激磁,電流線性上升;PWM 比較器的反相端電壓所加的電壓為時鐘同步信號產生的鋸齒波,電壓從 0 開始上升。

當 PWM 比較器的反相端電壓增加到等于電壓誤差放大器輸出電壓 VC時,PWM 比較器輸出從高電平翻轉,輸出低電平,高端的主 MOSFET 關閉,低端的同步 MOSFET 或續流二極管導通,電感所加的電壓為負,電感去磁,電流線性下降。下一個開關周期開始的時鐘同步信號到來時,主 MOSFET 又導通,如此反復。

從電壓模式工作原理可以看到,系統沒有內置的限流功能保護電路,同時對輸入和輸出的瞬變響應緩慢。為了提高系統的可靠性,需要外加限流保護電路,注意到限流保護電路只起限流的作用,并不參與系統的內部的反饋調節。


圖1:電壓模式的控制系統圖

電壓模式為單反饋環控制系統,環路增益是輸出電容 ESR 的函數,因此反饋補償設計比較復雜,需要更多額外的器件仔細設計補償環路,來優化負載瞬態響應。另外,需要電解電容或鉭電容穩定控制回路以維持良好的高頻響應;在相同均方根工作電流的需求下,相同電容值的電解電容或鉭電容比陶瓷電容的體積更大,同時輸出電壓的波動也更大。同時,由于環路的增益是輸入電壓的函數,需要輸入電壓前饋。用于限流控制的電流檢測緩慢不準確。如果多個電源和多個并聯相位操作,需要外部電路進行均流控制。另一方面,由于電流信號不參與反饋,系統不會受到電流噪聲的干擾。

電壓模式的反饋設計通常取穿越頻率為1/5-1/10的開關頻率。環路補償采用III類補償網絡:3個極點和2個零點 [1]。2個零點安排在L-C諧振雙極點附近,以抵消雙極點產生的相位延遲;低頻積分電路用以提高的低頻直流增益;2個高頻極點以產年高頻噪聲衰減,保證在0dB穿越頻率以上環路增益保持下降。

2 電流模式的工作原

電流模式的控制系統如圖 2 所示。在電流模式的結構中,反饋有二個環路:一個電壓外環,另一個是電流的內環。電壓外環包括電壓誤差放大器,反饋電阻分壓器和反饋補償環節。電壓誤差放大器的同相端接到一個參考電壓 Vref,反饋電阻分壓器連接到電壓誤差放大器反相端 VFB,反饋環節連接到 VFB和電壓誤差放大器的輸出端 ITH。若電壓型放大器是跨導型放大器,則反饋環節連接到電壓誤差放大器的輸出端 ITH和地。目前,在高頻 DCDC 的應用
中,跨導型放大器應用更多。本文就以跨導型放大器進行討論。輸出電壓微小的變化反映到VFB管腳, VFB管腳電壓與參考電壓的差值被跨導型放大器放大,然后輸出,輸出值為 VITH,跨導型放大器輸出連接到電流比較器的同相端,電流比較器的反相端輸入信號為電流檢測電阻的電壓信號 VSENSE。由此可見,對于電流比較器,電壓外環的輸出信號作為電流內環的給定信號。對于峰值電流模式,工作原理如下:在時鐘同步信號到來時,高端的主
開關管開通,電感激磁,電流線性上升,電流檢測電阻的電壓信號也線性上升,由于此時電壓外環的輸出電壓信號高于電流檢測電阻的電壓,電流比較器輸出為高電壓;當電流檢測電阻的電壓信號繼續上升,直到等于電壓外環的輸出電壓信號時,電流比較器的輸出翻轉,從高電平翻轉為低電壓,邏輯控制電路工作,關斷高端的主開關管的驅動信號,高端的主開關管關斷,此時電感開始去磁,電流線性下降,到一個開關周期開始的時鐘同步信號到來,如此反復 [2]。


圖2:電流模式的控制系統圖

電流模式的Buck變換器需要精密的電流檢測電阻并且這會影響到系統的效率和成本,但電流模式有更多的優點:①反饋內在cycle-by-cycle峰值限流;②電感電流真正的軟起動特性;③精確的電流檢測環;④輸出電壓與輸入電壓無關,一階的系統容易設計反饋環,動態響應快、系統的穩定余量大穩定性好,增益帶寬大,即便是輸出只用陶瓷電容,也容易設計補償,補償管腳只用簡單RC網絡就能對輸出負載瞬態作出穩定響應;⑤精確、快速的電流均流,易實現多相位/多變換器的并聯操作得到更大輸出電流;⑥允許大的輸入電壓紋波從而減小輸入濾波電容,提高了輸入的功率因素;輸出允許用陶瓷電容,因此這種模式更省空間、省成本、體積更小、價格更便宜。但是,峰值電流模式中占空比大于50%時,系統的開環不穩定,產生次諧波振蕩;而且系統會受到電流噪聲的干擾而誤動作。

3 理的電壓模式向電流電模式轉化

3.1 1 理想電壓模式中輸出電容 ESR 取樣形成的平均電流模式理想的電壓模式

在一定的反饋網絡參數下,很難在整個電壓輸入范圍和輸出負載變化范圍內都能穩定的工作。輸出負載變化可以通過加大輸出電容同時使用 ESR 值大的電容來優化其動特性,盡管這樣做導致系統的成本和體積增加,同時增大輸出的電壓紋波。 通常,從直觀上理解,輸出電容 ESR 和輸出電容形成一個零點,對于電流模式,這個零點不是必需的,因為電流模式是單階的系統,而且這個零點導致高頻的增益增加,系統容易受到高頻噪聲的干擾。所以電流模式或者使用 ESR 極低的陶瓷電容,使 ESR 零點提升到更高的頻率,就不會對反饋系統產生作用,或者再加入一個極點以抵消零點在高頻段的作用,加入極點的方法就是在 ITH 管腳并一個對地的電容。

電壓模式是 LC 形成的二階系統,這個零點的引入可以一定的程度上抵消 LC 雙極點的一個極點,使其向單階系統轉化。ESR 越大,作用越明顯。因此電壓模式輸出電壓通常使用 ESR大的電容。

另一方面,注意到,輸出電壓為:

VCO為輸出電容的容抗上的電壓,?IL為電感的紋波電流,?IL= α •Iout,α 為電流紋波系數,一般取 0.2 ~ 0.4。

輸出電壓的小信號值為: 

若 ESR 小,式中后面的一項基本可以忽略;但是,由于電壓模式通常使用 ESR 值較大的輸出電容,這樣 ESR 就不可以忽略,由于 ESR 的作用,相當于在輸入電壓的反饋信號中引入了一定程度的電流模式,電流模式反饋量為: ?(ESR • α • Iout )

輸出電容的 ESR 將采樣的電流信號送到電壓誤差放大器的輸入端,和輸出電壓信號加在一起,經過電壓誤差放大器放大,再送到 PWM 比較器,其工作的原理相當于平均電流反饋。在電壓模式中,使用 ESR 大的輸出電容,相當于引入一定程度的平均電流模式,從而增加系統對輸出負載變化的動態響應,提高系統的穩定性。



3.2 理想電壓模式中輸入電壓前饋形成的電流模式

對于輸入電壓的變化,目前通常采用輸入電壓前饋技術,來提高系統對輸入電壓變化的響應。輸入電壓前饋如圖 3 所示。圖中的實線鋸齒波為內部時鐘信號產生的斜率固定為 k 的正常鋸齒波,在沒有電壓前饋時,產生的占空比為 d • Ts ,則有以下公式:

 Vc = k • d • Ts

輸入電壓前饋就是在內部鋸齒波上加入隨輸入電壓變化的斜坡,或者從 VC信號減去此斜坡。當輸入電壓突然增加時,內部鋸齒波和外加斜坡之和的波形為圖 3 中的虛線所示。

若外加斜坡的斜率為 ks ,則總的斜率為:k + ks ,注意到:ks ∝ Vin ,也就是 ks = k Vin •Vin ,所以此時的占空比為:

即:占空比隨輸入電壓的增加立刻而減少,系統提前對輸入電壓變化做出相應的響應。

圖3:電壓模式的電壓前饋

若不考慮效率,由功率平衡可以得到:Vin • Iin = Vout • Iout ,所以有;

從上式可以看到,所加的輸入電壓前饋信號也就是輸入的電流信號。事實上可以這樣理解:輸入電壓前饋技術也就是在理想的電壓模式中,疊加一定的電流反饋,以形成一定的電流反饋,從而增加系統對輸入電壓變化的響應。

4 理想的 流模式向電 壓模式轉化

4.1 輕載時電流模式趨向于電壓模式電壓模

電源系統進入輕載或空載時,變換器通常工作在突發模式和跳脈沖模式 [3]。對于跳脈沖模式,變換器進入非連續電流模式,高端的開關管的開通時間為控制器所設定的最小導通時間,同時在有一些開關周期,高端的開關管不導通,也就是屏蔽,或跳去一些開關脈沖,以維持輸出電壓的調節。注意到:在輕載或空載時,電流信號很小,系統也很難檢測到電流信號,另一方面,由于高端的開關管的開通時間固定為最小導通時間,已不受電流檢測信號
的調節,電流反饋事實上已經不起作用,也就不參與到反饋環節。系統此時工作于標準的電壓模式。

對于突發模式,輸出電壓完全由滯洄比較器控制,滯洄比較器控制通過檢測輸出電壓的變化,將輸出電壓設定在允許的上限和下限的范圍內,系統此時也是工作于標準的電壓模式。

4. 2使 大的電感值趨向于電壓模式

輸出電感的選擇及設計是基于輸出 DC 電壓的穩態和瞬態的要求。較大的電感值可減小輸出紋波電流和紋波電壓,減小磁芯的損耗,但在負載瞬變過程中改變電感電流的時間會加長,同時增大電感的成本和體積。較小的電感值可以得到較低的直流銅損,但是交流磁芯損耗和交流繞線電阻損耗會變大。

同時使用大的電感時,電感電流的斜率減小,在理想的狀態下,若電感值為無窮大,那么在整個開關周期,電感電流為直流值,電流檢測信號就不在起作用,也就是標準的電壓模式。因此使用的電感值越大,工作于電流模式的控制就越接近于電壓模式,在負載瞬變過程中,系統動特性越差。因此對于電流模式,折衷的方法是選擇電感紋波電流峰峰值在輸出負載電流額定值的 20%到 40%之間。


4. 3斜坡補償的電 模式趨向于為電壓模式

理論上,當占空比大于50%時,電流模式就要加斜坡補償,系統才能穩定的工作。否則,就會產生次諧波振蕩。在實際的應用中,占空比大于40%時,就要加斜坡補償。占空比大于50%時,斜坡補償,由于電感充分激磁,而去磁不足,因此輸出的電壓將比預設定的值高,并將繼續升高,直到較慢的電壓控制回路調整電流設定點為止,然后輸出電壓又下降至低于期望值,形成次諧波振蕩,其典型的特性就是在一個開關周期,脈沖寬度較寬,在下一個開關周期,脈沖寬度變窄,在每三個開關周期,脈沖寬度又變寬,如此反復。此時可以看到輸出電壓不穩定,有時還可以聽到音頻的噪聲。

圖4:斜坡補償

圖4中,紅線斜坡補償,實線三角形波為沒有加斜坡補償的電感的電流波形,虛線為加斜坡補償的電感的電流波形。如果用下降沿的鋸齒波電壓,則其加在電壓誤差放大器的輸出上,用以控制電流檢測信號;如果用上升沿的鋸齒波電壓,則其加在電流檢測信號上,然后與電壓誤差放大器的輸出進行比較。注意到,內部的斜坡補償將使總的電流斜坡減小,即斜坡補償使真正的電感電流的斜率降低,從而促使變換器從電流模式向電壓模式轉化,所加的斜坡補償越大,變換器越接近電壓模式。同時,斜坡補償也降低了電流環路的增益,降低的系統內部設定的限流點,使系統實際所加的負載電流值降低。


 
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