1、OP增幅器構成的全波形整流電路patterning
圖1的全波形整流電路，經常因正端(plusside)與負端(minus)gain的未整合，導致波形不均衡，所以決定gain值的電阻使用誤差為±1%的金屬皮膜電阻。本電路可以使IC1b作差動動作，因此能夠減緩高頻時波形不均衡現象。雖然OP增幅器采用LF412，不過可以根據設計需求，改用與OP增幅器腳架相容的LM358
圖1利用OP差動增幅器作全波整流的電路
IC1的1、2號腳架至5、6號腳架路徑(route)是本電路基板主要設計重點，如圖2所示如果導線繞過IC的外側，路徑會變長所以采取IC下方布線設計，正、負電源的圖案導線寬度完全相同，信號則沿著箭頭方向流動，二極管(diode)等整流電路則整合在基板左側，電源導線加粗的同時接地采取fullground設計，如此一來雙面電路基板就可以滿足以上所有的要求。
圖2利用OP差動增幅器作全波整流的電路基板圖案
2、光學耦合器的基本周邊導線
接著介紹封裝光學耦合器(photocoupler)的電路基板分離圖案設計技巧。光學耦合器主要功能是將board或是設備之間絕緣，主要原因是為了保障各組件保證的絕緣耐壓特性，因此電路基板出現所謂的分離圖案設計。圖3的電路12V的輸入單元與5V的輸出單元就是采用分離圖案設計，它使用四個編號為的PS2801-4光學耦合器。
圖3使用photocoupler的電壓轉換電路
如圖4所示為確保1次端(發光側)與2次端(收光側)的沿面距離，所以設計上分成表層圖案與內層圖案，內層圖案若是fullpattern時，與一般fullpattern一樣需作除料設計。所謂沿面距離是線導體之間的指導，沿著絕緣物通行時最短距離而言，有關耐壓與沿面距離，UL、VDE等各國的安全規范都有嚴謹的規定與說明。
(1)pattern的間隔過窄設計例(b)pattern的間隔適當設計例
圖4photocoupler正下方的1次端與2次端圖案必需確實分離I/O點數很多而且使用復數個光學耦合器的場合，必需將散熱問題一并列入考慮。圖5是根據以上需求，兼具散熱效果的pattern設計范例，由圖可知1次端與2次端的接地共通時，利用fullpattern連接可以提高散熱效果;內層有接地時可以在fullpattern設置數個via與內層接地連接。如上所述根據1次端與2次端的電流值與散熱要求，最后才能決定電阻的定額與pattern寬度
圖5兼具散熱效果的pattern設計
3、100V以上商用電源線的圖案
圖6是已經絕緣可輸出脈沖的商用交流zerocrosspoint電路。TLP626LED兩者未點燈時，光學耦合器的光學晶體管(phototransistor)成為OFF，輸出正極性的脈沖。
圖6商用交流zerocrosspoint檢測電路
由于商用交流的輸入線相當危險，因此設計電路基板圖案時必需充分考慮絕緣與安全性。圖7所示雖然R1單獨一個電阻電氣上動作完全相同，不過與商用交流的輸入直接連接的圖案變長，或是流入電阻的電壓變高時，電阻的耐電壓特性會出現問題，因此建議讀者最好分成數個電阻。圖8的輸入電壓變高時，R1電力損失會以電壓的二次方增加，此時必需改傭可以封裝更大阻抗的電路基板圖案。
圖7以R1取代圖17的R1-1R1-2
圖8加大圖17的R1-1R1-2容許電力可支持大電壓范圍設計圖9的電路基板圖案，必需考慮下列事項:
①采用fullpattern設計，組件盡量緊湊封裝。
?、赗1等發熱組件附近設置低高度R1，同時盡量遠離C1。
③R1設置復數個可以封裝1W，2W，3W電力阻抗的land。
圖9電路基板圖案最大缺點是封裝2W，3W電阻時，會因為實際電阻封裝情況，造成未使用的land太接近胴體部位;圖10是設計變更后的電路基板圖案，如此一來R1封裝在任何位置，組件下方不會出現land
圖9商用交流zerocrosspoint檢測電路基板圖案圖10設計變更后的基板圖案.可發揮24位分辨率的A-Dconverter周邊電路基板圖案
圖11是由復數個24位A-Dconverter構成，具備電壓測試精度與SN比最佳化，與直流甚至20kHz信號的多頻道數據記錄前置器(multichanneldatarecorderfrontend)電路圖。本電路亦可應用在3頻數據記錄器，為達成目的因此將成為ADC的轉換基準的參考(reference)電源REF3125IC(以下簡稱為REF)當作ADC與pair使用，雖然如此設計ADC頻道之間的gain誤差會增大，不過復數ADC使用共通同的REF，圖案的設計自由度提高，而且容易獲得理想的基板布線設計。
圖11復數個24位A-Dconverter構成的多頻數據記錄器電路
圖12是從信號源一直到電源的過程中產生的接地電位差統計一覽、上述電路為模擬/數字混載電路，因此接地會有模擬/數字電流流動，如果處理錯誤的話數字電路的return電流，會混入模擬接地變成噪訊源。
圖12接地電流的種類與接地電位差的統計一覽
此外各電路的電流是由電源的正極提供，再折返至供給元的負極，因此設計上利用此特性，設置return電流合流點與分歧，點使通行路徑明確分隔。初段的模擬電路(前置增幅器)根據本身的電位基準點接受信號電壓，信號源與該電位基準點若與接地的同電位時，正確信號電壓會傳遞至前置增幅器。圖12是表示電流的合流與分歧電位差。此外ADC包含模擬/數字兩種電路兩者的接地之間電位若有動態變化的話，模擬單元會出現耦合(coupling)造成SN比惡化現象，所以圖13的ADC直接連接在與地電位上完全相同位置。圖24是充分反映以上構想的數據記錄器電路基板圖案，如圖所示寬幅的接地圖案在ADC與OP增幅器正下方通行，它除了達成低接地阻抗化之外，還兼具對IC芯片的遮蔽(shield)效果，尤其是電路內層或是背面設有可以傳輸脈沖信號的圖案時，通常都可以獲得極佳低接地阻抗與遮蔽效果。
圖13充分反映圖12的構想的數據記錄器電路基板圖案
圖14是基板背面圖案，圖中的補充圖A又稱為remotesensing手法。雖然OP增幅器的輸出部設置利用電容負載防止波動的電阻，不過只要插入包含該電阻與VrefP電位的復歸loop，就能夠正確將參考電壓傳至VrefP。補充圖B則稱為Kelvin連接手法，由于OPA2346的第2與第3腳架之間會產生參考(reference)基準電壓，因此直接在VrefP至VrefN之間鋪設電壓傳輸線，如此就可以防止return電流波動產生電壓誤差
圖14可以提供A-Dconverter良好參考電壓的電路基板