引言
　　反激變換器具有電路簡單、輸入輸出電壓隔離、成本低、空間要求少等優點，在小功率開關電源中得到了廣泛的應用。但輸出電流較大、輸出電壓較低時，傳統的反激變換器，次級整流二極管通態損耗和反向恢復損耗大，效率較低。同步整流技術，采用通態電阻極低的專用功率MOSFET來取代整流二極管。把同步整流技術應用到反激變換器能夠很好提高變換器的效率。
　　1 同步整流反激變換器原理
　　反激變換器次級的整流二極管用同步整流管SR 代替，構成同步整流反激變換器，基本拓撲如圖1(a)所示。為實現反激變換器的同步整流，初級MOS 管Q 和次級同步整流管SR 必須按順序工作，即兩管的導通時間不能重疊。當初級MOS 管Q 導通時，SR 關斷，變壓器存儲能量;當初級MOS 管Q 關斷時，SR 導通，變壓器將存儲的能量傳送到負載。驅動信號時序如圖1(b)所示。在實際電路中，為了避免初級MOS 管Q 和次級同步整流管SR 同時導通，Q 的關斷時刻和SR 導通時刻之間應有延遲;同樣Q 的導通時刻和SR 的關斷時刻之間也應該有延遲。
　　

 
　　圖1 同步整流反激變換器
　　2 同步整流管的驅動
　　SR 的驅動是同步整流電路的一個重要問題，需要合理選擇。本文采用分立元件構成驅動電路，該驅動電路結構較簡單、成本較低，適合寬輸入電壓范圍的變換器，具體驅動電路如圖2 所示。SR 的柵極驅動電壓取自變換器輸出電壓，因此使用該驅動電路的同步整流變換器的輸出電壓需滿足SR 柵極驅動電壓要求。
　　

 
　　圖2 驅動電路
　　該驅動電路的基本工作原理：電流互感器T2 與次級同步整流管SR 串聯在同一支路，用來檢測SR 的電流。當有電流流過SR 的體二極管，則在電流互感器的二次側感應出電流，該電流通過R1 轉變成電壓，當電壓值達到并超過晶體管Q1 的發射結正向電壓時，Q1 導通，達到二極管VD 導通電壓時，VD 導通對其箝位。晶體管Q1 導通后，輸出電壓通過圖騰柱輸出電路驅動SR 開通。當SR 中的電流在電流互感器二次側電阻R1 上的采樣電壓降低到Q1 的導通閾值以下時，Q1 關斷，SR 關斷。
圖中同步整流管驅動電路各元件的功能說明如下：
　　SR 為同步整流管，用來代替整流二極管;
　　T2 為電流互感器，用來檢測通過SR 的電流，當有電流流過SR 的體二極管，則在電流互感器的二次側感應出電流;
　　R1 用來將互感器二次側感應出的電流轉變成電壓，同時R1 的值決定同步整流管開通和關斷時電流互感器二次側電流大小;
　　C1 和二極管VD 用來對互感器二次側的電壓進行濾波和箝位;
　　偏置電阻R2，下拉電阻R3 和晶體管Q1 構成開關電路，利用Q1 的飽和截止，實現同步整流管SR 的導通和關斷;
　　Q2 和Q3 構成圖騰柱輸出電路，提供足夠大的電流，使SR 柵源極間電壓迅速上升到所需要值，保證SR 能快速開通。同時為SR 關斷時提供反向抽取電流回路，加速SR 關斷。
　　3 同步整流反激變換器的設計
　　同步整流反激變換器的電路如圖3 所示，控制芯片選用UC3842。設計技術指標如下：
　　輸入電壓Ui：100~375VDC
　　輸出電壓Uo：12V
　　輸出電流Io：4A
　　開關頻率fs：100KHz
　　最大占空比Dmax：0.45
　　效率：η>80%
　　工作方式：斷續模式
　　

 
　　圖3 同步整流反激變換器電路
　　3.1 啟動電路設計
　　芯片 UC3842 工作的開啟電壓為16V，在芯片開啟之前，芯片消耗的電流在1mA 以內。
　　正常工作后，欠壓鎖定電壓為10V，上限為34V，芯片消耗電流約為15mA。啟動時由輸入直流電壓通過啟動電阻R4 向電容C2 充電，芯片消耗電流在1mA 以內，電容C2 上電壓不斷上升，當芯片7 腳上電壓升至16V 時UC3842 開始工作，芯片消耗電流約為15mA，電容C2 上電壓下降，輔助繞組上開始有電壓，電容C3 上電壓逐漸升高，當電容C3 上電壓高于電容C2 上電壓，二極管VD2 導通，由輔助繞組供電。
　　輔助繞組供電電壓取15V，電壓紋波要求不高，濾波電容C3 取47μF。為了芯片可靠啟動，電容C2 取100μF，電阻R4 取68KΩ，在輸入電壓最小時，通過啟動電阻R4，能提供1.2mA的啟動電流。
3.2 變壓器設計
　　反激變換器工作于DCM，但隨著輸入電壓減小或負載電流增大，占空比變大，可能會從DCM 變成CCM。因此為保證反激變換器在整個輸入電壓和負載電流變化范圍內都工作在DCM 且占空比不超過要求的最大值，設計變壓器滿足反激變換器在輸入電壓最小Ui =100V、負載電流Io =4A 和效率η =80%時工作在電流臨界連續模式，且占空比不超過要求的最大值 Dmax =0.45。選用EI 型鐵氧體磁芯，其型號為EI30，為減少漏感，采用三明治繞法繞制變壓器。初級電感為146.85μH，變壓器的匝比為：
　　

 
　　初級繞組 N p選用直徑為0.56mm 的銅線單股繞制，次級繞組 Ns 選用直徑為0.56mm 的銅線3 股并繞，輔助繞組 Na 選用直徑為0.56mm 的銅線單股繞制。
　　3.3 RCD 箝位電路設計
　　當開關管 Q 關閉時，初級電感 Lp 中的能量將轉移到次級輸出，但漏感Ll 中的能量將不能傳遞到次級，轉移到箝位電路的電容Cc ，然后這部分能量被箝位電阻 R c消耗。電容c C上的電壓在開關管關斷的一瞬間沖上去，然后一直處于放電狀態。電容 C c的值應取得足夠大以保證其在吸收漏感能量和釋放能量時自身兩端電壓uc( t )紋波足夠小。因此電容Cc 兩端電壓uc( t )為基本為恒定值Uc 。同時電容 Cc 上的電壓不能低于次級到初級的反射電壓Uo × (Np / Ns )，否則開關管關斷期間，二極管導通，RCD 箝位電路將成為該變換器的一路負載。因此開關管承受的尖峰電壓被箝位為：
　　

　　輸入電壓最大值為 Uimax ，開關管的最大耐壓值為 U dsmax，考慮80%的降額使用系數，則電容 C c兩端電壓Uc 的大小可由式(1)確定。
　　

 
　　漏感存儲的能量完全被電阻Rc 消耗，則電阻 Rc 的大小可由式(2)確定。
　　

 
　　為保證電容 Cc 兩端電壓紋波足夠小，需RcC c 》 Ts ，取10 倍關系，則電容 C c的大小由式(3)確定。
　　

 
　　選用美國Fairchild 公司生產的FQPF5N60 場效應管，該管允許通過的最大電流為5A，最大耐壓值為600V;漏感取變壓器初級電感的3%，4.5μH。RCD 箝位電路中，取 R c為6KΩ，Cc 為0.015μF， VDc 采用快恢復二極管FR107。
　　3.4 電流檢測電路設計
　　初級電感電流通過插入一個與開關Q的源極串聯的以地為參考的取樣電阻RS轉換成電壓。此電壓由電流取樣輸入端(3 腳)監視并與來自誤差放大器的輸出電平比較。在正常的工作條件下，初級電感電流峰值由誤差放大器的輸出 U e控制，滿足：

電流檢測比較器反向輸入端箝位電壓為1V，因此初級電感電流峰值限制為：
　　

　　取RS 為0.33Ω，在RS 和3 腳之間，常用R、C 組成一小的濾波器，用于抑制功率管開通時產生的電流尖峰，其時間常數近似等于電流尖峰持續時間(通常為幾百納秒)，取R為1KΩ，C 為470pF。