隨著衛星通信的發展，頻譜資源日趨緊張，而數據傳輸需求卻與日劇增，這就要求衛星通信必須在有限的帶寬內實現高速的數據傳輸，因此就需要使用高帶寬效率的高階調制方式。而衛星信道是典型的非線性信道，相比低階調制，高階調制信號會面對更嚴重的信號失真。傳統的QAM調制星座幅度級別較多，因此對信道非線性非常敏感；而同心圓形狀的APSK星座具有較少的幅度變化，在經過非線性信道時產生的失真相對較小，因此更適合在衛星通信中采用。例如，16-APSK和32-APSK調制技術已被DVB-S2標準[1]采用，而64-APSK也是歐空局MHOMS項目[2]重點研究的調制方式之一。

    載波同步是衛星通信數字接收機的關鍵任務，在使用反饋環路恢復APSK信號的載波相位時，可以采用判決指導DD(Decision Directed)或非數據輔助NDA(Non-Data Aided)鑒相方法。而參考文獻[3]則提出了一種混合NDA/DD的鑒相方法；DVB-S2技術報告[4]推薦在APSK精相位同步中使用該方法，并認為該方法是目前最好的NDA鑒相方法,具有與DD法相近的鑒相范圍，且具有實現簡單、運算快速、與符號判決單元無耦合的優點。
    衛星通信接收機經常要在較大的頻偏下實現載波同步。頻偏主要來源于：(1)收發端振蕩器、混頻器、低噪聲模塊LNB(Low Noise Block)等的振蕩頻率不穩定；(2)由星-地相對運動引起的Doppler頻移。由于高階調制星座中信號點多，信號點之間的最小相位差更小，限制了鑒相器的鑒相范圍，使得常規的全星座鑒相器無法在較大頻偏下工作。為此，相關研究人員提出了精簡星座RC(Reduced Constellation)的鑒相方法，例如，Jablon在參考文獻[5]中針對QAM信號詳細地研究了使用精簡星座鑒相的方法。
    本文針對16-APSK信號，在載波恢復環中，結合精簡星座鑒相方法和混合NDA/DD鑒相方法，提出一種簡單的結構，實現對較大頻偏16-APSK信號載波的快速捕獲和高性能跟蹤。

2 載波跟蹤原理
    本文提出的載波跟蹤環路(圖2)以捕獲模式和穩態模式兩種模式工作。在捕獲模式下，鑒相器采用精簡星座的鑒相法，并且環路濾波也采用大帶寬，以實現對大頻偏的快速捕獲；在穩態模式，鑒相器切換到混合NDA/DD法[3]，且環路濾波采用小帶寬，以實現穩定的跟蹤性能。模式的切換依賴于“鎖定檢測”模塊，一旦該模塊檢測到已實現環路鎖定，則執行從捕獲模式到穩態模式切換。
2.1 捕獲模式——精簡星座的鑒相
    16-APSK是目前常見的APSK調制技術中階數最低的一種，它的星座圖可以分解為2個子星座，即一個4-PSK星座和一個12-PSK星座。由于使用全星座鑒相方法的鑒相范圍受限于星座點之間最小的相位差，因此，如果使用全星座進行鑒相(包括全星座DD法和混合NDA/DD法)，則最大鑒相范圍是由外圈的12-PSK子星座限定的。

檢測與放大”模塊的輸出信號。
2.2 穩態模式——混合NDA/DD鑒相
       由于精簡星座鑒相只使用了整個星座1/4的信號點，而且是信噪比最低的4個點，會導致相位抖動較大。為保證良好的載波跟蹤性能,在環路實現鎖定后，就立即切換到穩態模式。在穩態模式下，鑒相器執行混合NDA/DD法鑒相[3],該算法通過簡單的運算就可實現16-APSK信號的鑒相，且具有與判決單位無耦合、運算速度快的優點。
       這種鑒相方法首先對輸入信號執行3次方運算，由于16-APSK星座的排列特點，經過3次方運算后，內圈點收縮到非常接近于0，而外圈點則變成了一個QPSK星座，如圖3所示。

    由于3次方運算后的星座變成了非常接近QPSK的星座，因此接下來的鑒相運算仍然采用式(8)進行。與精簡星座中鑒相的不同是，現在起鑒相作用的是信噪比更大的外圈信號點，雖然鑒相范圍較小，但鑒相結果更加可靠，在已經實現捕獲的前提下，有利于獲得更穩定的環路跟蹤性能。
    可以看到，兩種鑒相模式的實現只是區別在開始的篩選或3次方運算上，其后的4QDD鑒相運算部分是共用的，這無疑減少了資源占用，簡化了系統實現。
2.3 鎖定檢測與環路濾波參數
    由于大的環路帶寬有助于快速捕獲，而小環路帶寬有助于抑制噪聲、降低PLL相位抖動方差，因此本文設計環路濾波器使用兩套參數，在捕獲模式采用大參數，并使用鎖定檢測模塊監視PLL的鎖定狀態。一旦實現鎖定，則切換到穩態模式，并將環路帶寬設置為小參數，從而實現更好的跟蹤性能。
3 仿真分析
    本文提出的載波跟蹤結構的主要改進，就是在捕獲階段利用精簡星座鑒相法來擴大頻偏捕獲范圍；同時，整個跟蹤環結構仍然保留了混合NDA/DD法的簡單性和與符號判決單元無耦合的優點。下面通過仿真的方法驗證這種結構對環路捕獲性能的提升，仿真過程使用的通用參數設置如下：
    調制方式：16-APSK
    星座半徑：r1=0.360 6, r2=1.135 9
    半徑門限：th1=(r1+r2)/2×0.95
    環路帶寬：BLT=0.04
    幀長：4 000符號
    信噪比(Es/N0)：23 dB
    由于使用的是數字鎖相環，所以仿真是針對歸一化的頻偏值進行的。圖4給出了混合NDA/DD鑒相的PLL在歸一化頻偏FT分別為0.03和0.05時的頻率響應曲線。可以看出，在FT=0.03時，環路是可以順利實現對頻偏的捕獲的；而在FT=0.05(超過了16-APSK全星座鑒相的最大運行頻偏0.42)時，環路已不能實現捕獲，而是出現了“假鎖”現象。

    對比圖4和圖5給出的仿真結果可以明顯地看出，在較高的信噪比下，使用混合NDA/DD鑒相的PLL的頻偏捕獲范圍，受限于16-APSK全星座鑒相允許的最大頻偏；而使用精簡星座鑒相的PLL的頻偏捕獲范圍卻接近QPSK全星座鑒相理論上允許的最大頻偏，將16-APSK載波環的頻偏捕獲范圍提高到接近3倍。
    本文提出的16-APSK載波同步環將精簡星座鑒相法和混合NDA/DD鑒相法結合起來，以達到提高頻偏捕獲范圍的目的。同時該方法也保持了混合NDA/DD鑒相法與判決單元無耦合、運算簡單的優點。仿真驗證表明，在信噪比較高的條件下，使用精簡星座鑒相可將鎖相環的頻偏捕獲范圍擴大到接近理論值。使用精簡星座鑒相的缺點是，由于只使用了內圈的4個點，鑒相更新頻率下降，而且這4個點又是星座中SNR最低的，因此使用這種方法要求信號的SNR不能太低，否則環路的相位抖動會比較大。本文通過仿真驗證了精簡星座鑒相對于擴大頻偏捕獲范圍的作用，但這種方法的實際應用效果究竟如何，還需要通過工程實踐進一步驗證。
參考文獻
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[2] BENEDETTO S, GARELLO R, MONTORSI G. MHOMS: high-speed ACM modem for satellite applications[J]. IEEE  Wirel. Commun. Mag., 2005,12(2):66-77.
[3] CASINI E, GAUDENZI D R, GINESI A. DVB-S2 modem  algorithms design and performance over typical satellite channels[J]. International Journal of Satellite Communications and Networking, 2004(22):281-318.
[4] ETSI TR 102 376 V1.1.1:Digital video broadcasting(DVB)  user guidelines for the second generation system for Broad casting[S]. Interactive Services,News Gathering and other  broad-band satellite applications (DVB-S2), 2005.
[5] JABLON N K. Joint blind equalization, carrier recovery and timing recovery for high-order QAM signal constellations[J].IEEE Transactions on Signal Processing,1992,40(6).