數字電位計(digiPOT)通常用于方便的調整傳感器的交流或直流電壓或電流輸出、電源供電、或其他需要某種類型校準的器件，比如定時、頻率、對比度、亮度、增益，以及失調調整。數字設置幾乎可以避免機械電位計相關的所有問題，比如物理尺寸、機械磨損、游標調定、電阻漂移，以及對振動、溫度和濕度敏感等問題，還可以消除因使用螺絲刀導致的布局不靈活問題。
digiPOT有兩種使用模式，即電位計模式或可變電阻器模式。圖1所示為電位計模式，此時有3個端子，信號通過A端和B端連接，W端(類似游標）則提供衰減的輸出電壓。當數字比率控制輸入為全零時，游標通常與B端連接。
圖1.電位計模式
游標硬連線至任一端時，電位計就變成了簡單的可變電阻器, 如圖2所示。可變電阻器模式時需要的外部引腳更少，因此尺寸更小。部分digiPOT只有可變電阻器模式。
圖2.可變電阻器模式
digiPOT電阻端的電流或電壓極性沒有限制，但是交流信號的幅度不能超過電源供電軌(VDD 和 VSS)器件在可變電阻器模式，尤其是低電阻設置狀態下工作時，最大電流或電流密度, 應加以限制.
典型應用
信號衰減是電位計模式的固有特性，因為該器件本質上屬于分壓器。輸出信號定義為: VOUT = VIN × (RDAC/RPOT), 其中 RPOT是digiPOT的標稱端對端電阻， RDAC 是通過數字方式選擇的W端和輸入信號參考引腳之間的電阻，參考引腳通常為B端，如圖3所示.
圖3.信號衰減器
信號放大需要有源器件，通常是反相或同相放大器。通過適當的增益公式，電位計模式或可變電阻器模式均可使用
圖4顯示的是同相放大器，此時digiPOT相當于電位計，可通過反饋調整增益。由于部分輸出會反饋, RAW/(RWB + RAW),應等于輸入，理想增益為：
圖4.電位計模式中的同相放大器
該電路的增益與RAW, 成反比RAW接近零時會迅速上升，顯示出雙曲線傳遞函數特性。為了限制最大增益，可插入一個電阻與RAW（位于增益公式的分母內）串聯
如果需要線性增益關系，可以采用可變電阻器模式以及固定外部電阻，如圖5所示，增益現定義如下：
圖5.可變電阻器模式中的同相放大器
將低電容端（最新器件中為W引腳）連接至運算放大器輸入可獲得最佳性能.
digiPOT用于信號放大的優勢
圖4和圖5所示的電路具有高輸入阻抗和低輸出阻抗，可工作于單極性和雙極性信號。digiPOT可用于游標操作，采用固定外部電阻在更小的范圍內提供更高的分辨率，還可用于運算放大器電路，信號有無反轉均可。此外，digiPOT的溫度系數較低，電位計模式時通常為5 ppm/°C，可變電阻器模式時則為35 ppm/°C。
digiPOT用于信號放大的限制
處理交流信號時，digiPOT的性能受帶寬和失真的限制。受寄生器件影響，帶寬是指在小于3 dB衰減時能夠通過digiPOT的最大頻率。總諧波失真 (THD)（此處定義為后四個諧波的rms之和與輸出基波值的比值）是信號通過器件時衰減的量度。這些規格涉及的性能限制由內部digiPOT架構決定。通過分析，我們可以更好地全面了解這些規格，減少其負面
內部架構已從傳統的串聯電阻陣列（如圖6a所示）發展至分段式架構（如圖6b所示）。主要的改進是減少了所需內部開關的數量。第一種情況采用串行拓撲結構，開關數量為N = 2n是分辨率的位數。 n = 10, 時，需要1024個開關
圖6. a)傳統架構，b)分段式架構
專有（專利）分段式架構采用級聯連接，可以最大限度地減少開關總數。圖6b的例子顯示的是兩段式架構，由兩種類型的模塊組成，即左側的MSB和右側的LSB。
左側上下模塊是一串用于粗調位數的開關（MSB段）。右側模塊是一串用于精調位數的開關（LSB段）。MSB開關粗調后接近RA/RB比。LSB串的總電阻等于MSB串中的單個阻性元件，LSB開關可對主開關串上的任一點進行比率精調。A和B MSB開關為互補碼。
分段式架構的開關數量為:
N = 2m + 1 + 2n – m,
其中n是總位數，m是MSB字的分辨率位數。例如n = 10 and m = 5, 則需要96個開關。
分段式方案需要的開關數少于傳統開關串:
兩者相差的開關數 = 2n – (2m + 1 + 2n – m)
在該例中，節省的數量為
1024 – 96 = 928!
兩種架構都必須選擇不同電阻值的開關，充分考慮到模擬開關中的交流誤差源。這些CMOS（互補金屬氧化物半導體）開關由并行P溝道和N溝道MOSFET構成。這種基本雙向開關可以保持相當恒定的電阻(RON) 信號可達完整的供電軌.
帶寬
圖7顯示的是影響CMOS開關交流性能的寄生器件.
圖7.CMOS開關模式.
CDS = 漏極-源級電容; CD = 漏極-柵級 + 漏極-體電容; CS = 源級-柵級 + 源級-體電容.
傳遞關系如以下公式定義，其中包含的假設為:
- 源阻抗為 0 Ω
- 無外部負載影響
- 無來自CDS的影響
- RLSB << RMSB
其中:
RDAC是設定電阻
RPOT是端對端電阻
CDLSB是LSB段的總漏極-柵級 + 漏極-體電容
CSLSB是LSB段的總源級-柵級 + 源級-體電容
CDMSB是MSB開關的漏極-柵級 + 漏極-體電容
CSMSB是MSB開關的源級-柵級 + 源級-體電容
moff是信號MSB路徑的斷開開關數量
mon是信號MSB路徑的接通開關數量
傳遞公式受各種因素影響，與代碼存在一定關聯，因此我們采用以下額外假設來簡化公式
CDMSB + CSMSB = CDSMSB
CDLSB + CSLSB >> CDSMSB
(CDLSB + CSLSB) = CW (詳見數據手冊)
The CDS對傳遞公式沒有影響，但由于其出現的頻率通常比極點高的多RC 低通濾波器是主要的響應。理想的近似簡化公式為：
帶寬(BW)定義為:
其中CL是負載電容.
The BW與代碼有關，最差的情況是代碼在半量程時，AD5292的數字值為29= 512，AD5291的數字值為27 = 128 (見目錄). 圖8顯示的是低通濾波效應，它受代碼影響，在不同標稱電阻與負載電容值時會發生變化.
圖8.各種電阻值的最大帶寬與負載電容
PC板的寄生走線電容也應加以考慮，否則最大帶寬會低于預期值，走線電容可以采用以下公式簡單計算：
其中
εR是板材的介電常數
A是走線區域(cm2)
d是層間距(cm)
如，假設FR4板材有兩個信號層和電源/接地層, εR = 4, 走線長度 = 3 cm寬度 = 1.2 mm, 層間距 = 0.3 mm; t則總走線電容約為 4 pF.
失真
THD用于量化器件作為衰減器的非線性。該非線性由內部開關及其隨電壓變化的導通電阻 RON而產生。圖9所示為放大的幅度失真示例.
圖9.失真
與單個內部無源電阻相比，開關的RON很小，其在信號范圍內的變化則更小。圖10顯示的是典型的導通電阻特性。
圖10.CMOS電阻
電阻曲線取決于電源電壓軌，電源電壓最大時，內部開關的RON 變化最小。電源電壓降低時，RON 變化和非線性都會隨之增加。圖11對比了低壓digiPOT在兩種供電電平下的 RON
圖11.開關電阻變化與電源電壓的關系
HD取決于各種因素，因此很難量化，若假設RON,的變化為10%，則以下公式可用于近似計算:
一般說來，標稱digiPOT電阻 (RPOT),越大，則分母越大，THD就越小.
權衡
RPOT增加后，失真和帶寬都會隨之降低，所以改進一項指標的同時必定會犧牲另一項。因此，電路設計人員必須在兩者之間做出適當的權衡。這也關系到器件的設計水平，因為IC設計人員必須平衡設計公式中的各個參數:
其中
COX 是氧化電容
μ 是電子(NMOS)或空穴(PMOS)的遷移常數
W是寬度
L是長度
偏置
從實用的角度來看，我們必須充分發揮各項特性。digiPOT通過容性耦合衰減交流信號時，若信號偏置達到電源的中值，則失真最小。這意味著開關工作在電阻特性線性最強的部分.
一種方法是采用雙電源供電，只需將電位計接地至電源共模端，信號便會產生正負向擺動。如果需要單電源供電，或者某些digiPOT不支持雙電源時，可以采用另一種方法，即添加 VDD/2 的失調電壓至交流信號。該失調電壓必須添加到兩個電阻端，如圖12所示。
圖12.單電源供電交流信號調理
若需要使用信號放大器，雙電源供電的反相放大器優于同相放大器（如圖13所示），原因有以下兩項:
- THD性能更佳，因為反相引腳的虛地可將開關電阻集中在電壓范圍中間。
- 因為反相引腳位于虛地，所以幾乎取消了游標電容CDLSB,令帶寬增幅較小（必須注意電路穩定性）.
圖13.采用反相放大器digiPOT可調整放大
256/1024位數字電位計精度為1%，可編程20次
AD5291/AD5292數字電位計，如圖14所示，具有256/1024位分辨率。端對端電阻有20 kΩ、50 kΩ和100 kΩ可供選擇，誤差優于1%，溫度系數在可變電阻器模式下時為35 ppm/°C，分壓器 模式下時為5 ppm/°C（比率）。這些器件可實現與機械電位計相同的電子調整功能，但尺寸更小且更可靠。其游標位置可通過SPI兼容接口調整。在熔斷熔絲，將游標位置固定（此過程類似于將環氧樹脂涂在機械式調整器上）之前，可進行無限次調整。“去除環氧樹脂”過程最多可以重復20次。AD5291/AD5292采用9 V至33 V單電源或±9 V至±16.5 V雙電源，功耗8 μW。采用14引腳TSSOP封裝，工作溫度范圍為–40°C至+105°C(返回正文)
圖14.AD5291/AD5292功能框圖