我們在圖 9.38 中在 INA152 的等效 Zo 模型中添加 CL(CL=10nF)。

圖 9.38：用于分析 fp2 的 TINA 電路

　　從圖 9.39 我們可以看出模擬結(jié)果中 fp2 位于 11.01kHz，其非常接近我們預測的 10.98kHz，因此可以繼續(xù)分析。

圖 9.39：Zo 與 CL="10nF" 時的 fp2 圖

圖 9.40：CL=10nF 時，Aol 修正曲線的 TINA 電路圖

　　現(xiàn)在我們可以對 CL="10nF" 的實際 INA152 進行 TINA 模擬，并使用圖 9.40 的電路將其與預測響應進行對比。

　　圖 9.41 的 TINA 模擬結(jié)果顯示了 INA152 運算放大器原始 Aol 在 3.4Hz (fp1) 時造成的低頻極點以及 Zo 與 CL="10nF" 在 fp2=11.02kHz 時產(chǎn)生的第二個極點。請記住，我們曾經(jīng)根據(jù)一階分析預測fp2=10.9kHz，并根據(jù) CL="10nF" 的等效 Zo 模型預測 fp2=11.01kHz。

圖 9.41：CL=10nF 的 Aol 修正曲線的TINA 圖

補償：CMOS RRO" border="0" height="257" hspace="0" src="http://files.chinaaet.com/images/20100811/ac422f80-db74-4955-97e5-7e7ef7ec4ee4.jpg" width="400" />

圖 9.42：輸出引腳補償：CMOS RRO

　　我們在圖 9.42 中確定用于 CMOS RRO 運算放大器的輸出引腳補償方法。此方法的圖形與適用于雙極性發(fā)射極跟隨器運算放大器的輸出引腳補償方法的圖形非常類似。我們首先利用由 Zo 與 CL 造成的極點 fp2 修正運算放大器的最初 Aol 曲線（見圖 9.41）。一旦創(chuàng)建了該曲線（修正 Aol，CL=10nF），我們就可以繪制從 CL="10nF" 的Aol 修正曲線與 0dB 交叉點開始的第二條曲線（最終修正 Aol）。從上述起點我們按照每十倍頻程 -20dB 的斜率畫到比 CL="10nF" 的Aol修正曲線的 0dB 交點低一個十倍頻程的點(100kHz)。我們在 fzc1 極點將斜率修改為每十倍頻程為 –40dB。我們在 fpc2 極點與原始 INA152 Aol 曲線相交。通過使極點和零點相互保持在一個十倍頻程內(nèi)以保持環(huán)路增益相位在環(huán)路增益帶寬范圍不低于 45 度，這樣上述建議的最終 Aol 修正曲線符合我們所有經(jīng)驗標準。另外，我們建議的最終Aol曲線修正還滿足在 fcl 極點閉合速率為每十倍頻程 20dB 的一階穩(wěn)定性標準。

　　圖 9.43 詳細說明基于 Zo 及 Slide 47 的預期最終Aol修正曲線的公式。此外，我們注意到在CCO 短路時由于 RCO 與 CL 相交造成的另一個高頻極點。 

圖 9.43：輸出引腳補償公式：CMOS RRO

　　我們在圖 9.44 中建立一個 TINA Spice 電路，用于證明可以預測 Zo、CCO、RCO 及 CL對 Aol 曲線所產(chǎn)生的影響的公式。

　　圖9.44：預測 Zo、CCO、RCO與CL 造成的Aol修正影響的 TINA 電路

圖 9.45：Zo、CCO、RCO 及 CL 造成的Aol 修正影響

　　我們從圖 9.45 可以看出模擬結(jié)果，用于檢查針對 Zo、CCO、RCO 與 CL的 Aol 修正公式。預測的 fpc2=1kHz，實際 fpc2=1.23kHz；預測的 fzc2=10kHz，實際 fzc2=10.25kHz；預測的fpc3=106kHz，實際 fpc3=105.80kHz。根據(jù)我們的等效 Zo 模型，我們的預測非常接近模擬結(jié)果。

　　根據(jù)圖 9.43 的分析及相關(guān)模擬證明，我們可以創(chuàng)建如圖 9.46 所示的最終 Aol 修正預測。最終閉環(huán)響應 Vout/Vin 預計為平直曲線，直到環(huán)路增益在 fcl 位置達到零點，此時預計其遵循所示的Aol修正曲線。

圖 9.46：最終Aol 修正預測

　　圖 9.47 為采用最終輸出引腳補償?shù)?AC 穩(wěn)定性測試電路。最終可以產(chǎn)生由于輸出引腳補償與CL造成的Aol 修正曲線。

圖 9.47：AC 穩(wěn)定性電路：輸出引腳補償

　　圖 9.48 說明采用輸出引腳補償方法的最終Aol 修正結(jié)果，其符合圖 9.46 所示的一階預測。 

圖 9.48：AC 穩(wěn)定性圖：輸出引腳補償

　　我們將采用圖 9.49 的電路進行基于最終輸出引腳補償?shù)乃矐B(tài)穩(wěn)定性測試。 

圖 9.49：瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：輸出引腳補償

　　圖 9.50 的瞬態(tài)穩(wěn)定性測試結(jié)果證明我們確實已經(jīng)正確地為用于 CMOS RRO 差動放大器的輸出引腳補償方法選擇了合理的補償值。

圖 9.50：瞬態(tài)穩(wěn)定性結(jié)果：輸出引腳補償

　　圖 9.51 的 TINA 電路使我們能夠確定圖 9.46 中的預測 Vout/Vin轉(zhuǎn)移函數(shù)是否正確。

圖 9.51：Vout/Vin AC 響應電路：輸出引腳補償

　　我們可以從圖 9.52 看出針對由輸出引腳補償方法補償之后的 INA152 電路的 Vout/Vin AC 閉環(huán)響應。圖 9.46 的對比說明我們的預測響應符合模擬結(jié)果，閉環(huán)響應圖從稍高于 35kHz 之處開始傾斜。 

圖 9.52：Vout/Vin AC 響應：輸出引腳補償

　　我們在圖 9.53 中返回到最初的 CMOS RRO 應用并在 INA152 中增加輸出引腳補償，另外關(guān)閉整個環(huán)路，以便利用瞬態(tài)穩(wěn)定性測試來檢查穩(wěn)定性。

圖9.53：可編程電源：輸出引腳補償

　　圖 9.54 表明，通過利用輸出引腳補償方法消除 INA152 輸出的電容負載不穩(wěn)定性，我們可以實現(xiàn)穩(wěn)定的可編程電源。  

圖9.54：可編程電源：基于輸出引腳補償?shù)乃矐B(tài)穩(wěn)定性測試

　　鉭電容器簡介

　　在電容器值超過約 1uF 情況下，往往采用鉭電容器，因為其具有較高的電容值及相對較小的尺寸。鉭電容器并非純粹的電容。它們還具有 ESR 或電阻元件及較低的寄生電感與阻抗（參見圖 9.55）。除電容之外，它最重要的組件是 ESR。在采用輸出引腳補償方法實現(xiàn)穩(wěn)定性時，應當確保 ESR 小于 RCO/10，以保證 RCO 是主導電阻，從而設(shè)定 Aol 修正曲線的零點。

圖 9.55：鉭電容器與輸出引腳補償說明

　　關(guān)于作者：

　　Tim Green 于 1981 年畢業(yè)于亞利桑那大學 (University of Arizona) 并獲得電子工程學士學位。他是一名杰出的模擬與混合信號板級／系統(tǒng)級設(shè)計工程師，擁有長達 24 年之久的豐富經(jīng)驗，其涉及的工作領(lǐng)域包括無刷馬達控制、飛機噴氣發(fā)動機控制、導彈系統(tǒng)、功率運算放大器、數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)及 CCD 相機等。最近，Tim 還從事了有關(guān)模擬與混合信號半導體戰(zhàn)略營銷方面的工作。他現(xiàn)任亞利桑那州圖森市TI公司的線性應用工程經(jīng)理。