摘  要： 介紹了應用于電動觀光車充電器前級的一種APFC（Active Power Factor Correction）方案。基于UCC3818A控制電路，選用Boost拓撲，采用平均電流控制方式實現了電路設計。對電路工作原理和各部分功能設計做了簡要的分析。實驗表明，在600 W時PF（Power Factor）值能夠達到0.984以上，該方案具有一定的應用參考價值。

　　關鍵詞： APFC；UCC3818A；Boost；PF值

0 引言

　　對于一款功率因數大于0.9的觀光電動車充電器，采用傳統的不控二極管整流+DC/DC變換器顯然不能滿足要求。無源功率因數通常只能校正到0.8左右，而且諧波含量僅能降低50%左右[1]。有源功率因數校正（APFC）技術通過控制開關器件構成開關電路對輸入電流的波形進行控制，它可以使輸入電流波形跟蹤輸入電壓波形而獲得接近于1的功率因數，諧波含量也降低至5%以下。在APFC的各種控制方式中，平均電流控制方式電流環有較高的增益帶寬，對噪聲不敏感、穩定性高，得到了廣泛應用[2]。采用平均電流控制APFC+DC/DC變換器可以滿足設計要求。德州儀器的UCC3818A系列提供了APFC預調節器所需的全部必要功能，同時還具有低啟動電流、低功耗、過壓保護、低壓鎖存檢測電路等功能，可以提高電路的可靠性和安全性。本文針對UCC3818A構成的Boost開關拓撲實現的600 W APFC電路進行介紹。主要參數如下：輸入電壓AC 85 V~265 V；輸出電壓DC 380 V±1%；輸入功率因數0.9以上；滿載效率94%以上。

1 UCC3818A的內部結構和工作原理

　　UCC3818A是一款基于BiCMOS工藝，平均電流模式的升壓控制器，用于高功率因數和高效率的電源設計[3]。圖1為其內部結構原理圖。引腳15（VCC）和引腳1（GND）分別為供電電源接口和地，引腳9（VREF）為系統電路提供一個7.5 V的參考電壓。引腳12（RT）和引腳14（CT）用來設定電路的開關頻率。引腳10（OVP/EN）為過壓保護和使能引腳，通過外部的一個分壓電路來設置過壓保護點。引腳2（PKLMT）為峰值電流限制檢測引腳。引腳11（VSENSE）為輸出電壓檢測引腳，引腳4（CAI）為電流放大器的反相輸入端，引腳8為前饋電壓端。引腳6（IAC）是模擬乘法器的一個輸入端，它輸入的是瞬態母線電壓的一個等比例的電流。引腳3（CAOUT）是寬帶寬運算放電器的輸出端，用來檢測母線的電壓并且通過決定PFC調制器的波形寬度來確定占空比。引腳16（DRVOUT）是開關的驅動端，升壓開關的輸出驅動是一個圖騰柱的MOSFET柵極驅動。引腳5（MOUT）是模擬乘法器的輸出端，也是電流放大器的反相輸入端。引腳13（SS）為軟啟動控制端，在使能情況下，SS用一個電流源給一個外部電容充電。這個電壓作為啟動時的電壓誤差信號，確保PWM占空比緩慢增加。引腳7（VAOUT）是比例放大器的輸出引腳，它管理輸出電壓，由電壓誤差放大器構成的電壓環路來使有源功率因數校正電路輸出穩定的電壓，由電流誤差放大器構成的電流控制環路來使電流波形接近于正弦波。乘法器能夠合理地工作是設計的關鍵，UCC3818A的乘法器的輸出是代表所需要的輸入電流的一個信號，它同時也是電流放大器的輸入端，其設定電流環控制輸入電流從而得到高功率因數。

　　主功率變換電路如圖2所示，IAC端的輸入電流和母線電壓等比例，其作為基準電流。電感電流經過R23轉換為電壓信號，由CAI檢測且與乘法器輸出作比較后，通過電流誤差放大器被平均化處理。放大后的平均電流誤差與鋸齒波信號進行比較后，為開關管Q6提供PWM驅動信號，并決定了其應有的占空比，使電感電流逼近電感平均電流。

　　2 關鍵電路參數確定與設計

　　2.1 BOOST電感設計

　　輸入功率最大和輸入電壓最低時，流經電感的電流最大，此時的紋波電流也最大，它必須滿足設計要求。最大占空比為：

　　由于PFC電路的輸入電流含有大量的高頻紋波電流，輸入電流的紋波過高會增加輸入濾波器的負擔；由于高頻紋波電流疊加在電感電流上，因此功率器件的容量是峰值電感電流加上1/2的紋波電流峰值；過小的電感值容易使PFC電路電感電流在不連續狀態下工作[4]?？紤]到上面三個方面的原因，升壓電感所需要電感量為：

　　其中，fs為開關頻率，fs=100 kHz；鐵硅鋁磁芯具有在大電流下不易飽和及低損耗的特點[5]，所以本設計采用鐵硅鋁磁芯。按照電感磁芯的選擇因子LI2并經驗證可以選擇適合的鐵硅鋁磁芯型號77191。

　　2.2 輸出電容設計

　　功率容量和電壓的范圍及在AC掉電后需要給負載維持的時間?駐t決定了輸出電容的大小。其公式為：

　　在實際應用中，由于輸出紋波電壓限制了輸出電容的ESR（Equivalent Series Resistance），所以計算出來的電容值往往是不夠用的。增添一些低ESR值的電容在使用大ESR電容時是必須的。

　　2.3 電壓環補償電路設計

　　母線二次諧波頻率在輸出電容上產生紋波，進而造成諧波失真。這個紋波通過一個誤差放大器反饋回去并以三次諧波紋波的形式在乘法器的輸入端口表現出來。為了增加穩定性和衰減該紋波造成的總諧波失真，電壓環必須要補償，補償電路如圖3所示。首先要決定允許輸出電容上有多大的紋波，然后再設計補償網絡來得到所需要的諧波失真（允許電壓環有0.75%的諧波失真）。峰值二次諧波電壓可以由下面公式得出：

　　其中，fR為二次諧波的頻率。增益可以由下式得出：

　　由RIN、CF、CZ和RF來組成這個濾波電路，其中RIN是輸入阻抗。電容Cf是由下式決定的：

　　電阻Rf設定了誤差放大器的DC增益并且決定了誤差放大器極點的頻率。通過設定環路增益的方程等于1來找到極點的位置。這個頻率和輸入功率有關，可以通過下式計算出：

　　因為電壓放大器的低輸出阻抗，增加電容CZ和RF串聯來減少電壓分壓器的動態負載。為了保證電壓環穿越fVI，選擇CZ在fVI/10處增加一個零點。對于該設計，CZ取2.2 μF。下面的公式可以用來計算CZ。

　　2.4 電流環補償電路設計

　　電流環補償電路如圖4所示，功率級的增益為：

　　其中，VP是振蕩斜坡的電壓擺幅，對于UCC3818A來說是4 V。設置交越頻率為1/10的開關頻率，這需要一個功率級的增益，在該頻率點為0.383。為了使系統在交越頻率點獲得增益為1，電流放大器需要在該頻率下獲得1/GID的增益。定義GEA為電流放大器的增益：

　　2.5 乘法器設計

　　乘法器的輸入端是VAOUT、IIAC和VVFF。乘法器的輸出端可以由式（18）表示：

　　其中，K是一個常量，等于1/V。

　　式（18）可以用來計算VFF引腳的電阻（RVFF），進而完成功率限制功能。

　　其中，VIN（min）是輸入電壓最小有效值，RIAC是連接在IAC引腳和整流后母線的總的電阻。

　　因為VFF電壓是從母線電壓上得到的，所以其必須要經過很好的濾波來降低經整流后的120 Hz的母線電壓造成的諧波失真。一個單極性的濾波器對于該設計來說就能夠完成任務。假設對于二次諧波來說分配1.5%的輸入總諧波失真，并且二次諧波的紋波占輸入AC母線的66%，那么次諧波的衰減量應該為：

3 測試結果

　　使用Tektronix DPO4054數字示波器和Chroma 66202電參量測試儀對電路進行測試。測試場景如圖5所示，可以看到此時的輸出電壓是378 V，輸出電流是1.59 A，那么輸出功率為601 W。此時的輸入參數如圖6所示，其輸入功率為638.16 W（含10 W輔助電源輸入功率），輸入PF為0.984 4，輸入電壓為AC 220 V，輸入電流為2.94 A，效率為94.2%，滿足設計要求；如果除去輔助電源引起的功率因數丟失，那么PF會更加接近于1。圖7為輸入電壓（上）和電流（下）的波形圖，可以看到電流波形較緊地跟隨著電壓波形。

　　4 結論

　　本文對UCC3818A工作原理進行了簡要的分析；闡述了外圍電路中關鍵元器件的參數的設計方法。結合UCC3818A的內部特性，對電路中電壓環、電流環、乘法器等主要功能電路進行了理論設計。制作了600 W的APFC模塊并對其理論設計進行了驗證。結果表明，該模塊特性可以滿足PF要求在0.9以上的電動觀光車充電器的要求。如果采用更高耐壓的器件，將輔助電源的輸入置于APFC的輸出，可以避免本模塊中因輔助電源引起PF值丟失，從而可以得到更高的PF值。

　　參考文獻

　　[1] 萬輝，張捍東，黃丹.有源功率因數校正控制技術現狀與發展[J].電工電氣，2013（3）：1.

　　[2] 賁洪奇，張繼紅，劉桂花，等.開關電源中的有源功率因數校正技術[M].北京：機械工業出版社，2010.

　　[3] UCC3817A/18A Bicmos PFC[EB/OL].（2009-3-26）[2014-10-02].http：//www.ti.com.cn/cn/lit/ds/symlink/ucc3818a.pdf.

　　[4] 王建飛，付純菲.基于UCC3818大功率APFC電源設計[J].變頻器世界，2013（8）：52.

　　[5] 王居德，趙恒飛，劉穎力，等.鐵硅鋁磁芯升壓電感的設計[J].磁性材料及器件，2011（8）：53-54.