文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A
DOI：10.16157/j.issn.0258-7998.2016.08.039
中文引用格式： 魏力，魏金成，朱修敏，等. 電壓型PWM整流器并聯(lián)系統(tǒng)零序環(huán)流的抑制方法[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2016，42(8)：157-161，165.
英文引用格式： Wei Li，Wei Jincheng，Zhu Xiumin，et al. A novel circulating current control method in parallel connection system of three-phase PWM converter[J].Application of Electronic Technique，2016，42(8)：157-161，165.
0 引言
由于三相PWM整流器具有功率因數(shù)校正、低諧波和高功率因數(shù)等優(yōu)勢(shì)，在電機(jī)驅(qū)動(dòng)、分布式電網(wǎng)和不間斷電源方面有了越來越廣泛的運(yùn)用[1]。針對(duì)PWM整流器已有不少控制策略，可以根據(jù)矢量的定向和內(nèi)環(huán)控制對(duì)象的不同，將控制策略分為四類：基于電壓定向的電流控制(Voltage Orientation Control，VOC)，基于虛擬磁鏈定向的電流控制[1](Virtual Flux Orientation Control，VFOC)，基于電壓定向的直接功率控制[2](Voltage Direct Power Control，V-DPC)和基于虛擬磁鏈定向的直接功率控制[3-5](Virtual Flux Direct Power Control，VF-DPC)。相比于VOC，VFOC，V-DPC，基于虛擬磁鏈定向的直接功率控制VF-DPC更適合于電網(wǎng)電壓存在諧波、畸變和不平衡的情況。在本文中，將交流側(cè)電流、 直流側(cè)電壓和PWM 整流器三相橋臂各功率器件的開關(guān)函數(shù)估算出的瞬時(shí)功率引入到直接功率控制中達(dá)到無電網(wǎng)電壓傳感器的目的；將連續(xù)PI調(diào)節(jié)器和SVPWM模塊替換傳統(tǒng)的滯環(huán)比較器和開關(guān)表以解決開關(guān)頻率不固定且開關(guān)頻率高的問題。
單個(gè)的三相整流器由于額定功率受到限制，已不能滿足國民經(jīng)濟(jì)的需要，所以三相整流器并聯(lián)系統(tǒng)在近些年得到了廣泛的研究[6-9]。整流器的并聯(lián)必會(huì)產(chǎn)生環(huán)流，而環(huán)流又會(huì)使三相電流波形出現(xiàn)畸變，增加功率損耗，使系統(tǒng)的能量利用率降低，所以環(huán)流的大小是衡量并聯(lián)系統(tǒng)性能好壞的重要指標(biāo)。目前國內(nèi)外抑制環(huán)流的熱點(diǎn)方法主要是改進(jìn)空間矢量的方法、外加調(diào)節(jié)器方法和對(duì)共模電流和差模電流抑制的方法。改進(jìn)空間矢量法是把零向量反饋控制策略引進(jìn)傳統(tǒng)SVPWM，通過控制零序電壓來控制零序環(huán)流。外加調(diào)節(jié)器方法是利用d軸調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)有功和q軸調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)無功以外另加一個(gè)零軸PI調(diào)節(jié)器來調(diào)節(jié)零序環(huán)流并使環(huán)流為零。對(duì)共模電流和差模電流抑制的方法通過調(diào)節(jié)空間向量中零矢量的分布來抑制共模電流和振濾波器來減小差模電流。
文獻(xiàn)[10]利用基爾霍夫電壓電流定律建立了并聯(lián)整流器的環(huán)流模型，詳細(xì)地分析了各相環(huán)流的產(chǎn)生情況，從其中可以知道環(huán)流只與整流器的參數(shù)、控制信號(hào)、三相交流電壓幅值有關(guān)，而與所帶負(fù)載類型無關(guān)。但是這篇文章建立的環(huán)流模型非常復(fù)雜，適合對(duì)環(huán)流的理論分析而不適合進(jìn)行仿真和實(shí)踐。文獻(xiàn)[11]把并聯(lián)整流器環(huán)流成分分為了三個(gè)部分進(jìn)行分析，但是只能夠在電網(wǎng)正常時(shí)有效抑制環(huán)流。文獻(xiàn)[12]建立了零序環(huán)流的數(shù)學(xué)模型，利用了環(huán)流的帶寬擴(kuò)展思想，能夠很好地抑制環(huán)流。缺點(diǎn)是并聯(lián)系統(tǒng)采用的傳感器數(shù)量過多，這將不利于提高系統(tǒng)的可靠性。并且一旦主控模塊出現(xiàn)故障，將危害整個(gè)并聯(lián)系統(tǒng)。為了提高系統(tǒng)的可靠性，本文提出了新的控制方法，采用無電網(wǎng)電壓控制策略和對(duì)并聯(lián)系統(tǒng)各部分分別進(jìn)行控制的整體控制策略。
1 無電網(wǎng)電壓傳感器理論分析及并聯(lián)系統(tǒng)零序環(huán)流建模
如圖1所示的并聯(lián)整流器系統(tǒng)，為兩個(gè)電壓型PWM整流器的直接并聯(lián)。拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中ea、eb、ec表示三相電網(wǎng)電壓，L1和L2表示儲(chǔ)能濾波電感，Rs1和Rs2表示寄生電阻和線路電阻，C表示整流器輸出直流濾波電容，RL表示負(fù)載，N點(diǎn)表示直流母線的參考點(diǎn)，Udc表示直流母線電壓。
圖1 三相PWM整流器并聯(lián)結(jié)構(gòu)圖
因?yàn)閱蝹€(gè)PWM整流器不存在環(huán)流通路，故無環(huán)流，而在整流器的并聯(lián)系統(tǒng)中的環(huán)流可以被定義為：
其中x=1、2，代表整流器的編號(hào)。
以其中一個(gè)整流器為例，在DPC控制策略中的瞬時(shí)功率估算通常在兩相靜止αβ坐標(biāo)系下進(jìn)行。對(duì)于三相平衡電網(wǎng)，由于相應(yīng)磁鏈幅值的變化率為零，即dψm/dt=0，則瞬時(shí)功率表達(dá)式可簡化為：
其中ψm為虛擬磁鏈?zhǔn)噶喀椎姆担貫殡娋W(wǎng)基波角頻率。
圖1中，PWM整流器中的網(wǎng)側(cè)電壓相當(dāng)于三相交流電機(jī)的反電動(dòng)勢(shì)，網(wǎng)側(cè)電感相當(dāng)于電機(jī)繞組的漏感，等效電阻相當(dāng)于電機(jī)繞組的電阻。因此可以類比于交流電機(jī)磁鏈觀測的方法來觀測虛擬電網(wǎng)磁鏈。
在αβ坐標(biāo)系中，虛擬磁鏈ψαβ的α、β軸的分量可以表示為：
式中uαx、uβx是VSR輸出電壓矢量αβ軸的分量，x=1、2，代表整流器的編號(hào)。
顯然，uαx、uβx可由VSR的直流側(cè)電壓udc和相應(yīng)開關(guān)函數(shù)Sax、Sbx、Scx調(diào)制而成，即：
其中Sax、Sbx、Scx分別是A、B、C三相對(duì)應(yīng)的開關(guān)函數(shù)。
采用虛擬磁鏈的矢量定向比采用電網(wǎng)電壓矢量定向具有更高的準(zhǔn)確度，因?yàn)榇沛湹碾妷悍e分特性相當(dāng)于一個(gè)低通濾波器，可以有效濾除電壓諧波以及電流紋波對(duì)磁鏈觀測的影響。但是因?yàn)橐肓朔e分環(huán)節(jié)，還需要克服虛擬磁鏈定向積分時(shí)積分漂移問題。為此引入了低通濾波器（LPF）取代積分器，來抑制因初始時(shí)刻引入直流分量而造成的積分效應(yīng)；然后引入高通濾波器（HPF）進(jìn)行補(bǔ)償，其傳遞函數(shù)為：
其中，LPF的截止頻率為電網(wǎng)基波頻率
的k1倍，HPF的截止頻率為電網(wǎng)基波頻率
的k2倍。通常k1為正的常數(shù)，取值范圍為0.2~0.3，k2通常設(shè)定為k1/2。電網(wǎng)電壓波形經(jīng)過兩個(gè)濾波器環(huán)節(jié)后很快便消除了初值誤差和直流分量的影響，但是穩(wěn)態(tài)值與實(shí)際值之間存在相位和幅值的偏差，故引入補(bǔ)償，經(jīng)過化簡，可以得到：
則改進(jìn)的虛擬磁鏈控制框圖如圖2，改進(jìn)后可以基本消除穩(wěn)態(tài)時(shí)與實(shí)際值之間存在的相位和幅值的偏差。
圖2 改進(jìn)的虛擬磁鏈控制框圖
在并聯(lián)系統(tǒng)中，分析環(huán)流路徑，由基爾霍夫電壓電流定律可以得到零序環(huán)流的數(shù)學(xué)模型：
式中，
則零序環(huán)流的等效模型為圖3。建立了零序環(huán)流等效模型之后可以清楚的知道環(huán)流的路徑和影響環(huán)流的參數(shù)。當(dāng)存在環(huán)流時(shí)，可以調(diào)節(jié)受控源
的值來抑制環(huán)流，這也是本論文采用的抑制環(huán)流的總思想。
圖3 并聯(lián)整流器的零序環(huán)流等效模型
2 零序環(huán)流的抑制
當(dāng)兩個(gè)參數(shù)一樣的整流器并聯(lián)時(shí)，如果使用的控制信號(hào)也一樣的話則沒有環(huán)流。但是實(shí)際生話中，并聯(lián)整流器的參數(shù)是不完全一樣的，所以環(huán)流也就是不可避免的。本文的控制部分采用連續(xù)PI調(diào)節(jié)的雙環(huán)控制，控制脈沖的產(chǎn)生使用空間矢量SVPWM脈寬調(diào)制技術(shù)。
傳統(tǒng)的并聯(lián)系統(tǒng)都是在旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下建立的，其狀態(tài)方程為：
上式左右分別乘上ed，然后化簡可以得到
則功率內(nèi)環(huán)的控制框圖如圖4，穩(wěn)態(tài)時(shí)電網(wǎng)電壓的d軸分量是不變的，可以取ed=311 V。
圖4 功率內(nèi)環(huán)控制框圖
對(duì)于圖1，若有環(huán)流則產(chǎn)生的環(huán)流會(huì)流經(jīng)整流器1、2，傳統(tǒng)的控制方式是只控制其中一個(gè)整流器以達(dá)到控制環(huán)流的目的。但是傳統(tǒng)的控制方式有其明顯的缺點(diǎn)，就是它對(duì)環(huán)流較大的系統(tǒng)抑制效果較差。所以本論文提出了一種新的控制方式，把整流器1、2結(jié)合起來整體進(jìn)行控制，控制框圖如圖5。整流器1、2的脈沖控制信號(hào)產(chǎn)生模塊由傳統(tǒng)SVPWM模塊經(jīng)改進(jìn)后得到。圖6為傳統(tǒng)SVPWM信號(hào)在一個(gè)控制周期Tc內(nèi)的分布圖，零向量分布在控制周期的首尾和中間。假設(shè)非零向量的占空比為d1和d2，則零向量的占空比d0=1-d1-d2。在每個(gè)控制周期內(nèi)的控制向量Us由兩個(gè)非零向量Ui(i=1，2，3，4，5，6)和兩個(gè)零向量Uj(j=0，7)合成，如圖7。
圖5 并聯(lián)整流器的控制框圖
圖6 傳統(tǒng)SVPWM一個(gè)周期內(nèi)的信號(hào)分布圖
圖7 控制電壓矢量與基準(zhǔn)電壓矢量圖
為了抑制環(huán)流，本論文把dz1和dz2結(jié)合起來進(jìn)行控制，讓
與因參數(shù)不同而造成的電壓差異相抵消，使得整流器的輸出電壓相同。為了調(diào)節(jié)dz1和dz2，引入控制變量y1和y2。圖8為整流器1在一個(gè)控制周期內(nèi)的改進(jìn)的SVPWM波形，圖9為整流器2在一個(gè)控制周期內(nèi)的改進(jìn)的SVPWM波形。
圖8 整流器1改進(jìn)型SVPWM一個(gè)周期內(nèi)的信號(hào)分布圖
圖9 整流器2改進(jìn)型SVPWM一個(gè)周期內(nèi)的信號(hào)分布圖
由圖8、圖9可以知道零序占空比為：
把式(10)和式(11)帶入式(6)中可以得到：
零序電流控制環(huán)則可以被設(shè)計(jì)為：
式中Yx為yx的拉斯變換。x=1、2，代表整流器的編號(hào)。零序環(huán)流的控制框圖如圖10所示。通過控制kp與ki的值就能夠達(dá)到控制零序環(huán)流Iz的目的。
圖10 零序環(huán)流的控制框圖
3 仿真結(jié)果及分析
由圖5搭建在MATLAB中的仿真模型進(jìn)行仿真，對(duì)比不抑制環(huán)流和抑制環(huán)流的情況，得出結(jié)論。因?yàn)閷?shí)際生活中并聯(lián)整流器并不完全相同，故在仿真模型中，取三相電網(wǎng)交流電壓的有效值為220 V，電感參數(shù)L1=6 mH，L2=5.4 mH，寄生電阻Rs1=0.5
，Rs2=0.7 
，直流側(cè)電容C=2 200 
，負(fù)載R=15 
。
如圖11是在未引入環(huán)流控制策略的情況下流經(jīng)整流器2的零序環(huán)流圖。分析得出零序環(huán)流的大小與2個(gè)整流器的電壓電流的采樣延遲、整流器1、2的控制信號(hào)是否同步和整流器參數(shù)有關(guān)。在MATLAB仿真中，整流器1、2控制信號(hào)的不同步對(duì)環(huán)流的正弦振蕩幅值及頻率有很明顯的影響；采樣延遲大則環(huán)流的幅值大且呈一定的周期性，采樣延遲越接近則幅值越小，環(huán)流周期越短；2個(gè)整流器的參數(shù)越接近則環(huán)流幅值越小。
圖11 并聯(lián)系統(tǒng)未經(jīng)校正情況時(shí)的零序環(huán)流
引入零序環(huán)流抑制策略，經(jīng)校正后零序環(huán)流如圖12，由圖可以知道，零序環(huán)流被很好地控制在了正負(fù)4 A以內(nèi)。本論文中的y1=y2=y3。分析校正過程可知，當(dāng)零序環(huán)流增加時(shí)，由式(14)得到控制變量y的值增加。由圖8知，整流器1在此控制周期內(nèi)零向量(111)的時(shí)間變長，零向量(000)的時(shí)間變短，da1、db1、dc1的值增加；同時(shí)，由圖7知，整流器2在此控制周期內(nèi)零向量(111)的時(shí)間變短，零向量（000）的時(shí)間變長，da2、db2、dc2的值減少，所以
值增加。因?yàn)閐1、d2不變，所以合成的控制向量Ux不變，并且同時(shí)增加了并聯(lián)系統(tǒng)中的零序電壓差。也就是說在控制整流器1、2時(shí)，既保證了輸出電壓Udc恒為600 V，同時(shí)升高了圖2中零序電壓受控源
的值，補(bǔ)償了因?yàn)檎髌?參數(shù)不同和信號(hào)不同步而造成的零序電壓損失，從而抑制了環(huán)流。那么，在整個(gè)時(shí)間段內(nèi)，就可以通過控制y的值來控制零序電壓受控源
的大小，進(jìn)而控制零序環(huán)流。
圖12 并聯(lián)系統(tǒng)經(jīng)校正情況時(shí)的零序環(huán)流
本文利用圖2所示的改進(jìn)虛擬磁鏈控制方法可以克服虛擬磁鏈定向積分時(shí)積分漂移問題和基本消除穩(wěn)態(tài)時(shí)與實(shí)際值之間存在的相位和幅值的偏差。用整流器2的α、β軸向磁鏈，畫出的虛擬磁鏈圓如圖13。
圖13 穩(wěn)態(tài)時(shí)的虛擬磁鏈圓
輸入有功無功PQ的值圖14，在t=0.3 s時(shí)刻突加負(fù)載，并聯(lián)電阻R=30 
，如圖所示，穩(wěn)態(tài)時(shí)無功功率在0附近波動(dòng)，其平均值接近為零。并聯(lián)系統(tǒng)直流側(cè)的波形如圖15。
圖14 并聯(lián)系統(tǒng)有功無功功率圖
圖15 直流側(cè)電壓波形圖
輸入電壓電流如圖16，在t=0.4 s時(shí)，對(duì)交流側(cè)電流進(jìn)行THD分析，有THD=2.31%。計(jì)算得到并聯(lián)型整流器的功率因數(shù)為0.999 5。分析得到，并聯(lián)系統(tǒng)的調(diào)節(jié)時(shí)間ts=0.2 s，超調(diào)量
=11.11%，在0.3 s時(shí)刻突加負(fù)載，恢復(fù)時(shí)間t=0.06 s，在突加負(fù)載前后都能夠很快達(dá)到功率因數(shù)校正的目的。
圖16 并聯(lián)系統(tǒng)交流側(cè)a相電壓電流波形圖和電流的THD分析圖
4 結(jié)論
本文建立了基于虛擬磁鏈定向的直接功率控制VF-DPC的并聯(lián)系統(tǒng)，提出了改進(jìn)型的SVPWM控制策略對(duì)并聯(lián)系統(tǒng)并聯(lián)部分進(jìn)行控制。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，把基于磁鏈定向的方法引入并聯(lián)系統(tǒng)具有諧波抑制，降低采樣頻率，無需坐標(biāo)變換，不需要電壓傳感器等等優(yōu)點(diǎn)。改進(jìn)型的SVPWM控制策略能夠增加系統(tǒng)的可靠性，在穩(wěn)態(tài)和負(fù)載突變時(shí)均能很好地抑制環(huán)流，進(jìn)行PFC校正和保證直流側(cè)輸出電壓的穩(wěn)定。證明了本文所提方法的正確性和有效性。
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