周篷,蔣林,楊高鵬,周龍,楊旭
(西南石油大學 電氣信息學院,四川 成都 610500)
摘要:針對傳統放空火炬的高壓電子點火系統電極易腐蝕的問題,提出了一種基于感應加熱原理的新型點火系統。該電源系統的主拓撲為全橋諧振結構。通過檢測負載電流與電壓的相位差,利用脈沖頻率調制(PFM)方式使電源工作頻率實時跟蹤鎖定負載的固有頻率,利用數字信號處理(DSP)在軟件上實現數字鎖相環,讓電源工作在弱感性狀態?;赥I公司的TMS320F28335控制芯片,搭建了點火系統的控制平臺。仿真和實驗結果表明,控制算法能夠實現工作頻率對固有頻率的準確跟蹤鎖定,且在弱感性工作狀態下,電源輸出滿足設計指標,具有較小的開關損耗。
關鍵詞:感應加熱;串聯諧振;DSP;數字鎖相環;saber
中圖分類號:TN86文獻標識碼:ADOI: 10.19358/j.issn.1674-7720.2017.04.002
引用格式:周篷,蔣林,楊高鵬,等.放空火炬高頻點火系統設計[J].微型機與應用,2017,36(4):4-6,17.
0引言
在油氣田的開采、天然氣管道的日常運行中,放空火炬的使用是必不可少的一部分。它能夠將有害的氣體導引到高空中,并燃燒處理。目前國內的放空火炬基本上采用的是傳統高壓電子點火,而由于電極長期受腐蝕,在表面會形成硫化物薄膜,阻止了放電,因此電極的壽命較短。高空中的電極更換難度較大,并且頻繁的更換也給生產造成了極大的安全隱患。感應加熱作為一種非接觸式的加熱方式,幾乎不受氣體腐蝕的影響,屬于免維護方式,這大大提高了點火系統的可靠性與安全性[1]。
感應加熱是基于電磁感應原理的,交變電流在周圍空間產生交變的磁場,當磁感應線切割導體時,導體會產生感應電流,由于電阻的熱效應,導體便會產生熱量,這就是感應加熱的基本原理。
感應加熱技術因其加熱速度快、不受腐蝕等優點,已被廣泛地應用在焊類、鍛造、軋制、熱處理等領域。但是將感應加熱技術運用在放空火炬點火系統上,目前沒有應用實例。因此,基于感應加熱的放空火炬點火裝置具有廣泛的實際應用前景[2]。
1系統原理與控制策略
1.1主電路的設計
串聯諧振感應加熱電源的主電路結構如圖1所示。進線端為單相工頻交流電,經過不可控全波整流得到直流電。Cd作為直流濾波電容,其作用是濾波穩壓以及在換流時吸收感性無功電流。負載側采用高頻變壓器作為負載匹配使用,R、L是感應頭的等效電阻和電感,C則是補償電容,以使逆變器工作在弱感性狀態,即電壓相位略微超前于電流相位,而為了避免直流偏磁,所以將補償電容器置于原邊側。
點火系統的主電路相關參數設計如下:
系統輸入為220 V,50 Hz單相交流電,系統輸出為25 V,500 A,30~50 kHz單相交流電。直流側采用單相全波整流,經計算直流母線電壓約為:
Ud=220×1.1=242(V)(1)
濾波電容在逆變器中主要起到濾波、穩定電壓、吸收無功電流等作用。在本設計中,采用工頻單相全波整流,電壓紋波脈動的基波為100 Hz。為了保證提供的電壓穩定,濾波電路的時間常數必須為紋波基波周期的6~8倍,此處取6倍,即:
濾波電容的耐壓值必須高于直流峰值電壓311 V,所以濾波電容采用400 V耐壓4 700 μF的電容。設計諧振電容時,需考慮它與電感上的無功能量交換。取品質因數Q=3,式(3)得到諧振時電容兩端電壓,式(4)得到容抗值,式(5)得到諧振頻率為40 kHz時的諧振電容值。諧振時,感抗等于容抗,所以,式(6)得到諧振頻率為40 kHz時的電感值。
1.2控制系統的設計
點火系統的加熱電源不需要對功率進行實時控制,只需要保持最大功率輸出,其控制系統框圖如圖2所示。對于串聯諧振電路來說,工作在諧振狀態時其功率最大。因此,本控制系統的核心問題就是讓系統工作在弱感性的準諧振狀態,即負載電壓相位略微超前于電流相位[3]。
首先,將電流互感器采集的正弦電流波轉換為同相位的矩形波,利用過零比較器將正弦波的每一個過零點翻轉成矩形波,并經簡單的保護電路送至DSP控制芯片信號采集端。其次,DSP的CAP2捕捉模塊1可以設定捕捉脈沖的上升沿或下降沿,并通過計數器將電流的相位和頻率信息傳遞進DSP進行處理[3]。而電流波形的采集、傳輸、變換過程需要一定的時間,因此在DSP內部還需要對相位進行補償。作為相位差比較的另一路電壓信號,這里沒有直接采集負載上的電壓,而是將控制脈沖的信號作為電壓的相位信號,送進CAP1模塊,與CAP2模塊一起進入DPLL數字鎖相環進行程序運算之后再輸出相應控制的脈沖,最后經隔離驅動后直接控制逆變橋的通斷[4]。
2數字鎖相環設計
利用DSP可以在軟件上實現數字鎖相環,其原理框圖如圖3所示。數字鎖相環的工作原理如下:利用CAP1捕捉電壓波形的脈沖,CAP2捕捉電流波形的脈沖。在CAP1中斷時,對CAP2的計數器進行清零,因此CAP2的捕獲值就是兩個波形的相位差,CAP1的值就是電壓波形的周期值。再利用增量式PID環節的無差調節控制將相位差調節至零或者一個設定值。相位差和周期信號經PID調節后的控制信號再經相應的頻率運算即可得到對應的頻率控制值,再控制產生PWM波的工作頻率[5]。
3仿真結果與分析
基于Saber仿真軟件搭建了系統仿真模型,分別對開關頻率為100 kHz、23.8 kHz和在諧振狀態下的感性負載的電壓電流波形進行了仿真測試,其中諧振狀態負載電流電壓波形如圖4所示,開關管電流電壓波形如圖5所示,開關管開通關斷過程如圖6所示。從不同的開關頻率工作波形可以看出,電源在諧振點時具有最大的功率輸出,當偏離諧振點時,輸出功率開始衰減,并且越偏離諧振點,衰減越厲害。在諧振時,負載電流和電壓是同相位的;當工作頻率為100 kHz,大于固有頻率時,電流滯后于電壓相位,隨著頻率增大到一定程度之后相位差為90°;而工作頻率為23.8 kHz,小于固有頻率時,電流超前于電壓相位,但由于頻率過小,負載電流將失去穩定。
當MOS管上的電壓為0時,表示MOS管處于導通狀態,電流為漏極電流Id。正常工作時,漏極電流為正,當出現負的電流時,則為IRFP460中的反并聯二極管的續流電流。開關管在開通和關斷時其管子上的電流幾乎為零。理論上,在諧振狀態時開關管是零電流開關(ZCS)的,此時電源的開關損耗為零[67]。實際上,電源工作于一個小的頻率變化區間,也就是弱感性的工作狀態。
當開關管工作于感性狀態時,開關管電流電壓波形如圖7所示,由圖可知,開關管會產生明顯的反向電流,這是由于負載感性時電流相位滯后于電壓相位所造成的。開關管的開關過程如圖8所示,由圖可知,在感性狀態時,開關管在開通和關斷時其電流是衰減的,因此感性狀態屬于小電流的開關。反復測試發現,工作點越接近諧振點時開關損耗也越小。
電源工作在容性狀態的情況下,開關管開通和關斷時電流很大,同時會出現電流尖峰,并且頻率越小尖峰越明顯,甚至可能超出MOS管的通流能力,損壞MOS管。對于串聯諧振電路來說,工作在容性區的開關損耗是很大的,并且有可能損壞開關管,因此應當避免工作在此區間[8]。
4實驗結果
利用DSP開發平臺,模擬一次電源的啟動過程,并用兩臺示波器,分別觀察“逆變橋”的工作頻率和輸出的相位差。“逆變橋”的“固有頻率”設定為40 kHz。電源從較高的頻率(80 kHz)啟動,此時的相位差是90°,如圖9所示。隨后由于相位差與目標值相差過大,控制頻率迅速減小,并穩定在42.7 kHz左右,也就是達到了需要的弱感性工作狀態,如圖10所示?!?/p>
5結論
利用Saber對串聯諧振電路的仿真表明,當電源工作在容性狀態時,電源的開關損耗大,并且可能損壞開關管,因此要避免其進入此區間;諧振時電源輸出功率最大,開關損耗也最小,但是容易因為波動而誤入容性工作區;而工作在弱感性狀態時,具有較大的輸出功率,并且具有較小的開關損耗。所以應當使電源工作在弱感性狀態。
利用DSP實現數字鎖相環,大大減少了硬件電路開銷,不存在溫漂、器件老化等問題,提高了系統的穩定性。實驗結果表明該控制算法能夠使系統跟蹤鎖定固有頻率,實現數字鎖相環功能。
參考文獻
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