0 引言

    偽衛(wèi)星系統(tǒng)作為一種無線導航發(fā)射設備，可以用作增強GPS星座，也能構成獨立的導航定位系統(tǒng)。與GPS衛(wèi)星裝備的原子鐘不同，偽衛(wèi)星的時鐘通常選擇精度不高的低端時鐘，會產生鐘漂誤差^[1-2]。依據(jù)衛(wèi)星導航定位原理，為保證用戶接收機的定位精度和授時精度，系統(tǒng)中的偽衛(wèi)星必須保持時間同步。

    偽衛(wèi)星時間同步系統(tǒng)采用無線雙向微波時間同步方案，具有組網(wǎng)靈活、可擴展性好、綜合成本低等優(yōu)點。依據(jù)測量終端間傳播路徑相同特性，基于偽距測量模式的無線雙向時間同步系統(tǒng)可以最大限度地消除由路徑不同引起的誤差，實現(xiàn)精確測距與時間同步^[3]。根據(jù)測量終端發(fā)射機與接收機信號閉環(huán)傳輸鏈路，可實現(xiàn)終端間載波頻率同步。

1 系統(tǒng)總體構架

    本文設計的偽衛(wèi)星網(wǎng)絡時頻同步系統(tǒng)由1個主站偽衛(wèi)星、4個或以上從站偽衛(wèi)星構成，各站均采用具有自校準功能的偽衛(wèi)星收發(fā)器陣列結構（Self-Calibrating Pseudolite Array，SCPA），每個收發(fā)器主要由發(fā)射機和接收機兩個部分組成^[2]。采用主從模式的自差收發(fā)器結構，每個收發(fā)器使用一個時鐘源，實現(xiàn)發(fā)射部分和接收部分時間基準統(tǒng)一。通過信號分路與合路設計，調節(jié)發(fā)射信號功率，接收機同時接收天線端與同源發(fā)射端的偽衛(wèi)星信號，形成信號閉環(huán)收發(fā)，可減小收發(fā)器系統(tǒng)測量誤差。偽衛(wèi)星系統(tǒng)結構組成如圖1所示。

    偽衛(wèi)星系統(tǒng)的收發(fā)器主要包括射頻信號收發(fā)單元和中頻信號處理單元。射頻信號收發(fā)單元主要發(fā)射與接收偽衛(wèi)星頻點的導航信號，并完成中頻信號與射頻信號的轉換。射頻上變頻模塊通過對發(fā)射基帶模擬中頻信號與本振混頻生成偽衛(wèi)星射頻信號，通過分路器，一路信號經發(fā)射天線播發(fā)，另一路信號經功率調節(jié)器發(fā)送到接收端；射頻接收單元下變頻模塊通過對射頻信號與本振混頻產生接收端模擬中頻信號。

    中頻信號處理單元是以FPGA和DSP作為核心基帶處理芯片，主要由發(fā)射信號基帶處理模塊、D/A數(shù)模轉換模塊、接收信號基帶處理模塊、A/D模數(shù)轉換模塊和時間同步模塊組成。發(fā)射信號基帶處理模塊實現(xiàn)偽衛(wèi)星導航信號的電文編碼與信號調制，經過D/A數(shù)模轉換電路產生模擬中頻信號；接收信號基帶處理模塊接收A/D模數(shù)轉換電路輸出的數(shù)字中頻信號，實現(xiàn)信號的捕獲、跟蹤與電文解碼，完成與上位機界面的交互；時間同步模塊主要完成從站與主站鐘差的測量與修正，產生同步的時間信號。

2 系統(tǒng)主要硬件電路設計

2.1 下變頻電路設計

    本系統(tǒng)下變頻設計電路選用潤芯公司生產的一款高度集成的射頻芯片RX3007，片上集成了鏡頻抑制混頻器、帶通濾波器、自動增益控制電路、壓控振蕩器、中頻放大器、模數(shù)變換器等電路；支持GPS L1/BD2 B1信號雙通道同時工作；通道噪聲系數(shù)小于2.5 dB，通道增益110 dB，支持有源和無源天線工作模式；參考時鐘輸入范圍為10 MHz～40 MHz，可通過SPI控制接口配置模擬中頻或數(shù)字中頻輸出。本設計A/D模數(shù)轉換使用該芯片2 bit模數(shù)轉換器，分別對模擬信號進行采樣，采樣時鐘為 16.368 MHz，將頻率為4.092 MHz的模擬中頻信號量化成數(shù)字中頻信號，以SIGN、MAG碼輸出給FPGA基帶芯片。下變頻模塊電路圖如圖2所示。

2.2 D/A數(shù)模轉換電路設計

    數(shù)模轉換電路設計選用Analog Devices公司的AD9744低功耗14 bit數(shù)模轉換器，采樣時鐘輸入支持210 MSPS轉換速率。輸出端設計采用單電源直流差分耦合電路，模擬差分輸出經AD8041放大器實現(xiàn)高速數(shù)據(jù)緩沖。FPGA發(fā)射基帶處理模塊輸出包含B1和L1頻點的偽衛(wèi)星數(shù)字中頻信號，經數(shù)模轉換器分別生成中頻頻率為11.098 MHz和25.42 MHz的模擬中頻信號。D/A數(shù)模轉換電路如圖3所示。

2.3 上變頻電路設計

    射頻上變頻單元主要包括頻率合成器、混頻器和濾波器。頻率合成器選用Silicon LABS公司的SI41XX系列芯片，通過MCU單片機配置本振頻率為1 550 MHz；混頻器選用Mini-Circuits公司的無源混頻器JMS-11，中頻信號與本振混頻得到頻點為1 561.098 MHz和1 575.42 MHz的偽衛(wèi)星射頻信號，完成頻譜搬移；濾波器選用臺灣嘉碩科技公司的TA1166A聲表面濾波器（SAW），該濾波器中心頻率為1 575.5 MHz，帶寬為30 MHz，插入損耗不超過3.0 dB，經濾波后可剔除不必要的信號及雜訊。射頻上變頻模塊電路圖如圖4所示。

3 系統(tǒng)關鍵技術

3.1 雙向偽距測量與時間同步技術設計

    雙向偽距測量通過主站與從站的收發(fā)器設備，接收端利用偽碼和載波相位跟蹤結果，得到偽距測量值，構建雙向測距方程，從而實現(xiàn)兩站間的距離測量與時間同步。DSP接收端采用載波相位平滑偽距算法設計，利用精確的載波相位測量值對粗糙的偽碼測量值進行平滑處理，提高偽距測量值的測量精度^[4]。雙向偽距測量的原理圖如圖5所示。其中，T_i為偽距測量值，t_i為傳輸時間，為發(fā)射時延，為接收時延，Δt為鐘差。

    (1)主站發(fā)射端在本地時間0時刻發(fā)射偽衛(wèi)星射頻信號A，主站與從站接收端跟蹤主站信號A，主站通道1偽距測量值T_A1；

    (2)從站接收端跟蹤信號A且?guī)匠晒螅瑥恼綟PGA時間同步信號處理模塊啟動從站本地時間計數(shù)，得到從站通道1的偽距測量值T_B1；

    (3)從站FPGA發(fā)射端根據(jù)本地時間同步產生從站信號B，得到鐘差Δt，主站與從站接收端跟蹤從站信號B，主站通道2和從站通道2得到各自的偽距測量值T_A2、T_B2；

    (4)從站DSP發(fā)射端將得到的偽距觀測量寫入電文，主站得到同源發(fā)射端與從站的偽距測量結果，構建雙向測距方程，得到主站偽衛(wèi)星和從站偽衛(wèi)星的時鐘差Δt和兩站間的距離時間t_D。

    時間同步技術主要在從站偽衛(wèi)星收發(fā)器中實現(xiàn)，DSP程序主要完成信號跟蹤環(huán)路設計，并根據(jù)無線雙向偽距測量結果，通過時延處理模塊實時解算鐘差。FPGA程序設計主要通過時鐘計數(shù)與直接數(shù)字式頻率合成器(Direct Digital Synthesizer，DDS)計數(shù)相結合的方式實現(xiàn)鐘差修正。具體的實現(xiàn)流程圖如圖6所示。

    時間信號同步設計單元一方面完成本地時間與偽衛(wèi)星發(fā)射信號同步，另一方面根據(jù)時延數(shù)據(jù)修正模塊的結果調整本地時間與主站時間同步。FPGA發(fā)射端接收到DSP通過解調電文獲得的主站時間與啟動狀態(tài)標志位后，開始本地時間計數(shù)，并在數(shù)據(jù)第一幀時刻啟動偽碼和數(shù)據(jù)碼生成，通過移位器時延修正，實現(xiàn)本地發(fā)射信號與本地時間同步。

    DSP將主站與從站鐘差測量結果轉換成以毫秒計數(shù)與偽碼碼片計數(shù)的粗時延修正值，F(xiàn)PGA通過時鐘計數(shù)與FIFO移位設計實現(xiàn)粗時延修正。將小于一個碼片的時延修正值轉換為偽碼數(shù)字控制振蕩器(Numerically Controlled Oscillator，NCO)相位的細時延修正值，F(xiàn)PGA通過DDS技術調整NCO相位累加器的方式將時延結果作為補償值修正從站本地時間與本地偽碼和數(shù)據(jù)碼信號。根據(jù)修正后的本地時間，輸出PPS秒脈沖，同時在整數(shù)秒開始時刻產生同步的從站偽衛(wèi)星發(fā)射信號，實現(xiàn)本地時間與主站時間同步。

    鐘差測量的精確度決定了系統(tǒng)的同步精度，對鐘差的修正誤差會增加系統(tǒng)修正誤差，在保證鐘差精度的同時，應當盡可能地減小系統(tǒng)修正誤差。直接采用時鐘計數(shù)方法對鐘差進行修正，修正的系統(tǒng)誤差為1個時鐘周期，62 MHz系統(tǒng)工作時鐘頻率的修正誤差約為16 ns。本文采用FPGA時鐘計數(shù)與DDS計數(shù)相結合的方式，可以實現(xiàn)高精度的時延修正，取相位累加器位數(shù)N為32時的時間修正分辨率為：

    由于DSP接收端跟蹤環(huán)路噪聲的影響，輸出的PPS具有一定的抖動性。采用以最小均方誤差為準則的Kalman濾波算法，通過測量秒脈沖的時間間隔，用前一時刻估計值與當前時刻測量值來估計得到濾波后PPS秒脈沖，實現(xiàn)對秒信號抖動的處理^[6]。

3.2 載波同步技術設計

    由于偽衛(wèi)星的晶體振蕩器存在頻率漂移與準確度偏差等原因，在上下變頻模塊實現(xiàn)頻譜搬移過程中會發(fā)生頻偏，會直接影響用戶接收機利用載波相位測量值定位。接收端信號跟蹤環(huán)路以閉環(huán)反饋的形式實現(xiàn)對接收信號的鎖定，本文在從站偽衛(wèi)星DSP接收端跟蹤通道載波環(huán)中加入發(fā)射端載波閉環(huán)修正環(huán)路，實現(xiàn)主站發(fā)射端載波頻率與從站發(fā)射端載波同步。具體的環(huán)路設計如圖7所示。

    FPGA混頻模塊將數(shù)字中頻信號s_IF(n)與本地正弦載波信號混頻得到同相支路(I支路)結果，與本地余弦載波信號混頻得到正交支路(Q支路)結果，兩路結果通過相關積分模塊與本地偽碼相關累加得到1 ms的積分結果I_p(n)、Q_p(n)。

    DSP載波環(huán)路整體設計采用二階鎖頻環(huán)輔助三階鎖相環(huán)結構。鎖頻環(huán)調整本地復制的載波頻率與接收信號的載波頻率達到一致，鎖相環(huán)調整環(huán)路輸出信號的相位，使其與輸入信號的相位保持一致，主要區(qū)別在于鑒別器的不同。本文DSP程序設計采用的鑒頻方法為符號函數(shù)sign(·)鑒頻，此方法對數(shù)據(jù)比特跳變不敏感且計算量較小，其計算公式如下：

    當鎖相環(huán)鎖定信號后，相位差異基本在零值晃動。FPGA的數(shù)控振蕩器根據(jù)本地載波初始頻率控制字與環(huán)路鑒相結果通過正弦和余弦函數(shù)查詢表得到與輸入載波同步的本地載波信號。

    FPGA載波積分器累加本地復制的主站與從站載波相位值，通過對載波相位積分結果作差可以消除本地頻偏，得到與主站相差的載波頻率與相位值，以10 ms的更新速率閉環(huán)修正從站發(fā)射端載波信號，從而實現(xiàn)主站與從站發(fā)射信號載波同步。

    載波同步對比結果如圖8所示，其中圖8（a）為載波未同步修正下用戶接收機跟蹤主站與從站載波相位作差的結果；圖8（b）為從站載波同步修正后的載波相位差結果；圖8（c）為主站與從站同源情況下的載波相位差結果。

4 測試結果

    本文設計的偽衛(wèi)星系統(tǒng)采用SCPA結構，通過雙向測距與時間同步技術實現(xiàn)偽衛(wèi)星自組織網(wǎng)絡時間同步，通過接收端與從站發(fā)射端載波閉環(huán)修正實現(xiàn)主站載波頻率與從站載波頻率同步。通過系統(tǒng)測試，載波同步結果如圖8所示，載波同步修正后的結果與同源情況下的結果相近，誤差小于0.1 Hz。圖9為主站與從站偽衛(wèi)星雙向測距零時延與50 m距離測試結果，零時延測試結果均方根誤差為5.64 cm；無線測試條件下50 m測距結果均方根誤差為9.26 cm。偽衛(wèi)星主站與從站的時間同步結果圖10所示（通道2為主站秒脈沖，通道3為從站秒脈沖），時間同步精度優(yōu)于2 ns，可達到系統(tǒng)設計要求。

5 結束語

    為解決偽衛(wèi)星自組織網(wǎng)絡時頻同步問題，本文設計了一種基于SCPA結構的偽衛(wèi)星時頻同步系統(tǒng)。在集成DSP+FPGA與上下變頻硬件平臺上完成設計。該系統(tǒng)偽衛(wèi)星星間載波頻率同步優(yōu)于0.1 Hz，時間同步精度優(yōu)于2 ns，結合載波相位定位終端，可實現(xiàn)厘米級定位精度。該系統(tǒng)可應用于區(qū)域內導航與授時、地下定位、室內定位等。

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作者信息:

紀元法1，2，梁  濤1，2，孫希延1，2，嚴素清1，2，盧偉軍1，2

（1.桂林電子科技大學 信息與通信學院，廣西 桂林541004；2.廣西精密導航技術與應用重點實驗室，廣西 桂林541004）