目前，簡單性和高效率不再是反激式隔離電源的可選項了，在這種情況下，能夠不使用光耦合器以提高性能無疑具有重要意義。光耦合器通常用在低功率(10 W ~ 60 W)反激式隔離電源的反饋環(huán)路中。利用副端電壓基準和誤差放大器驅動光耦合器，將控制信號送回主端以進行電壓調節(jié)和瞬態(tài)響應。這種方法除了器件密集，還由于在反饋環(huán)路中放置了一個光耦合器而引入了很多設計問題。

　　反饋環(huán)路中的光耦合器工作時需要保持相對小的電流傳輸比（CTR）容限，電流傳輸比又常被稱為增益。在0℃ ~ 70℃，一般光耦合器 CTR 的變化幅度可能達到 100%，因此光耦合器很難保持恰當?shù)脑鲆嬖６群拖辔辉６取９怦詈掀麟S著時間的推移性能容易惡化。不要讓過大的電流流過發(fā)光二極管，因為這會引起過早老化。由于過早老化導致的 CTR 變化可能會引起電源振蕩或電源故障。此外，閉環(huán)電源系統(tǒng)的響應時間在很大程度上取決于光耦合器的響應時間。在最好的情況下，光耦合器會有幾微秒的傳輸延遲。在遠高于 100kHz 的典型工作頻率上，光耦合器可能是閉環(huán)系統(tǒng)中響應速度最慢的器件。慢速控制環(huán)路意味著，在發(fā)生階躍負載等瞬態(tài)事件時，輸出電壓會過度偏離標稱值。

圖 1 示出了反激式轉換器電路圖，該電路基于反激式同步隔離控制器 LT3825。這個電路具有輸入欠壓保護和輸出短路保護功能。

　　LT3825 是一個電流模式開關控制器集成電路，專門用于采用同步整流的反激式無光耦合器隔離電源。電流模式工作改善電壓瞬態(tài)抑制、提供簡單環(huán)路補償并具有固有的“內部”快速電流控制環(huán)路和較慢的“外部”電壓控制環(huán)路。內部電流環(huán)路對主端和副端開關 MOSFET 施加逐周期的即時控制。LT3825控制 IC的工作方式與傳統(tǒng)反激式電流模式開關類似，只是輸出電壓反饋是通過檢測電源變壓器繞組完成的。這減少了橫跨隔離勢壘而連接至電源變壓器以及用于副端同步MOSFET的同步驅動變壓器組件的數(shù)目。電源變壓器需要在效率、最大功率輸出、尺寸、耦合方式、漏電感、互繞組電容和最終成本之間取得平衡。設計方案所需輸入和輸出規(guī)格不同，平衡結果也不同。

　　LT3825 具有一個獨特的反饋放大器，該放大器在反激期間對電源變壓器繞組電壓采樣，并利用這個電壓控制反饋環(huán)路。用于反饋的電源變壓器繞組可以是單獨的繞組，也可以是主端反激繞組。采用上述任一方式都可獲得相同的電壓調節(jié)和快速瞬態(tài)響應。在利用主端繞組實現(xiàn)反饋時，還需要一個晶體管來降低檢測電壓。LT3825 內的專用反饋電路在反激脈沖期間讀取返回的輸出電壓信息。然后這個電壓與精確的內部基準比較，獲得一個誤差信號。這個誤差信號用來調制 Q1 的接通時間，其調制方式就像調整輸出電壓一樣。這種方法的一個重要優(yōu)點是，輸出電壓信息在開關周期終止后，立即到達控制器。在基于光耦合器的常規(guī)設計中，僅光耦合器就產生幾微秒的延遲，從而限制轉換器的瞬態(tài)響應。當主端MOSFET開關Q1斷開時，其漏極電壓上升到高于V_IN。主端 MOSFET 斷開、副端同步 MOSFET Q2 接通時，發(fā)生反激。在反激期間，未驅動的變壓器引腳電壓由副端電壓決定。

　　外部電阻分壓器R1/R2改變反激電壓的大小，反激電壓出現(xiàn)在圖2中的反饋引腳上。然后，反饋放大器與內部帶隙基準作電壓比較。這個反饋放大器實際上是一個互導放大器，其輸出僅在反激期間連接到 Vc。Vc 引腳上的外部電容器匯合凈反饋放大器電流，以提供控制電壓來設定電流模式跳變點。由于整個環(huán)路是高增益的，因此FB 引腳上的調節(jié)電壓近似等于帶隙基準 V_FB。到此為止，一直在以偽 DC 方式看待反激式反饋放大器的工作。但是反激信號是一個脈沖，而不是一個 DC 電平。必須在電路上做好防備，以實現(xiàn)僅在反激脈沖出現(xiàn)時啟動反激放大器。這是由控制器內部的“使能”電壓實現(xiàn)的。需要定時信號來啟動和禁止反激式放大器，以確保反饋信號在恰當?shù)臅r間采樣，這由 LT3825 自動控制。

　　LT3825 通過反激脈沖的動作影響對輸出電壓的調節(jié)。如果輸出開關沒有接通，就沒有反激脈沖，而且也不提供輸出信息。這造成了不規(guī)則的環(huán)路響應和啟動問題。該解決方案要求主端開關在每個振蕩器周期中具有一個絕對最小接通時間。如果輸出負載低于上述情況下所產生的負載，那么通常會采取強制連續(xù)工作的方式。主端開關關閉時，出現(xiàn)反激脈沖。不過，要經過一定的時間，直至變壓器主端電壓波形反映輸出電壓波形。部分原因是主端 MOSFET 漏極節(jié)點有一定的上升時間，但更重要的原因是變壓器存在漏電感。變壓器漏電感在主端引起電壓尖峰，這個尖峰與輸出電壓沒有直接關系。反饋放大器電路的內部穩(wěn)定也需要一定的時間。為了不受這些因素的干擾，在開關斷開指令和反饋放大器啟動之間引入了固定延遲，這叫做使能延遲期。

　　反饋放大器一旦啟動，就需要一定的機制來禁止它。這是由故障分離比較器實現(xiàn)的 ，反激電壓(FB)與一個固定基準(標稱值為 80% V_FB)作比較。當反激波形下降到低于基準電平時，就禁止反激放大器。反饋放大器一旦使能，就會在一個固定的最短時間內保持工作，這個最短時間叫做“最短使能時間”。這是為了防止鎖定，尤其是在輸出電壓異常低的時候(例如在啟動時)。最短使能時間確保 V_C 節(jié)點電壓能夠升高，并將電流模式跳變點提高到故障檢測系統(tǒng)能夠恰當工作的水平。這個時間由單個電阻在內部設定。該反饋放大器僅在一個周期的部分時間內使能工作。這可以在一個固定的最小使能時間和一個大約為開關“斷開”時間與使能延遲時間之差的最大值之間變化。此外，LT3825 的同步整流器輸出(SG 引腳)使得驅動同步副端整流器 MOSFET 很簡單，同時還可保持很少的器件數(shù)。設定 Q2 相對于 Q1 的死區(qū)時間僅需要用一個電阻編程。由于避免了傳統(tǒng)的、更復雜的和分立的定時電路，因此允許設計師設定最佳死區(qū)時間，因為這種定時在 LT3825 內得到了很好的控制。該集成電路也不需要副端同步控制器集成電路以及與其相關的電路。

　　LT3825 反激式無光耦合器同步隔離控制器設計允許設計師改善響應時間和效率，同時在反激式隔離設計中保持卓越的負載和電壓調節(jié)。它允許較少的器件數(shù)，簡化了實施，而且無需光耦合器。