引言

PWM 整流器已不是一般傳統意義上的AC/DC轉換器。由于電能的雙向傳輸,當PWM整流器從電網吸取電能時,其運行于整流工作狀態;而當PWM整流器向電網傳輸電能時,其運行于有源逆變工作狀態。作為電網主要“污染”源的整流器首先受到了學術界的關注,并開展了大量研究工作。其主要思路就是將PWM技術引入整流器的控制當中,使整流器網側電流正弦化,且于單位功率因數運行。能量可雙向傳輸的PWM整流器不僅體現出AC/DC特性(整流),而且還可呈現DC /AC特性(有源逆變),因而確切地說,這類PWM整流器是一種新型的可逆PWM變流器。由于PWM整流器實現了網側電流正弦化,且運行于單位功率因數, 甚至能量可雙向傳輸,因而真正實現了“綠色電能轉換”。

整流器的工作原理與控制策略

主電路如圖1所示,為雙極性電壓源型全控IGBT橋式電路。工作過程為：當網側電流i(t)>0時,回路經過T2、T3、Ls;若Us(t)、i(t)同相,則網側電感端電壓ULs(t)=Us(t)+URs(t)+Um=Ldi(t)/dt>0,這時電網電動勢和直流側電容共同使電感磁能增大,從而使網側電流增加,對交流側電感Ls進行儲能;再經過D1、D4、Ls回路進行續流。

圖1 單相PWM整流器主電路

若Us(t)、i(t)同相,則網側電感端電壓ULs(t)=Us(t)-URs(t)-Um=L(di(t)/dt)<0,因此,這時電網電動勢和網側電感共同向VSR直流電容充電,網側電感磁能減小,從而使網側電流衰減。類似可分析出i(t)<0的情況。

圖2所示為三角波電流比較法控制的原理圖。電路中包括電流滯環和電壓環,電流指令由電壓環PI輸出和一個與電壓同相的單位正弦信號相乘得到,指令電流和反饋電流經電流調節器后與三角波信號比較,得到控制用PWM調制波,控制開關器件的通斷,實現輸出電流跟蹤指令電流。

圖2 三角波電流比較法控制原理圖

三角波電流比較法具有開關頻率固定的優點,且單一橋臂的開關控制互補,為建模分析提供了方便,從而可方便地實現系統的諧波分析;在結構上,其控制電路比定時瞬時電流比較法簡單,因而具有廣闊的應用前景。在直接電流控制中,直接檢測交流側電流信號并加以控制,系統響應快,動態響應好。和滯環比較控制方式相比, 這種控制方式輸出電流所含的諧波少,開關頻率固定且等于載波頻率,高頻濾波器設計方便。

主電路與PI調節器參數的選擇

由于主電路的各電感、電容的參數直接影響PWM整流器整個控制系統的動靜態性能,且電壓電流控制環的調節器的參數影響著系統的跟蹤響應性能。所以主電路與PI調節器參數選擇是整個控制系統關鍵的問題。系統給定參數：

Ud=450v,Us=220v,Is=9.2A,fz=50Hz,Rs=0.2W,負載電阻RL=100W,開關頻率ft=10kHz, ri≤10%,rv≤1%。

交流側濾波

電感的選擇

由于控制方案對電感參數選擇有一定的影響,濾波電感Ls的大小一方面對輸入電流的開關紋波有影響,另一方面也影響著實際電流的跟蹤速度,此參數的選擇直接影響系統的工作性能。直流側電壓選定后,交流側電感設計對電源電流波形影響較大。忽略交流回路電阻Rs可得變流器的工作方式為：雙極性調制方案,輸入電壓Us在器件T1、T4導通時為+Ud,在T2、T3導通時為-Ud。如果忽略電流電壓紋波功率,則交直兩端功率相等。即Us×Is=Ud2/ RL,得到 Is=Ud2/(RL×Us)=9.2(A)

則Ism=1.414×Is=13.0(A)

(1)(1)

由式(1)可得△ism=13.0×sin(314/(10×1000))=13.0×sin(0.0314)=0.0071(A),取△ism =0.01(A)。

(2)

其中：Usm為交流電壓峰值,Ud為直流側輸出電壓,△ism為交流電流變化最大值,Ism為交流電流峰值,T為開關周期。由式(2)可得：

1.17mH≤Ls≤110mH 取Ls=20mH
直流側二次濾波器的選擇

單相橋式PWM交流器直流輸出電壓除直流成分外,還含有二次諧波成分,為使輸出電壓更平直,系統采用電感電容串聯諧振濾波器濾除二次諧波。則有

(3)

(4)

根據經驗取Uc2max=1.1Ud,代入式(3)、(4)中得：

C2≥159.1mf,取C2=330mf;L2=7.6mH。

直流側支撐電容的選擇

在脈沖整流器的設計中,直流側濾波電容的選取也是一個關鍵性問題。 由于直流側已加二次濾波環節,則直流支撐電容Cd主要由交流電感儲能變化決定, 由能量守恒定律可知,交流側開關頻率次電流脈動能量最大值等于支撐電容上能量脈動最大值,即

(5)

從而得到 (6)

式中ri為電源電流紋波系數, rv為直流電壓紋波系數。

由式(6)得：Cd≥250mF,為了使直流側得到穩定的電壓并且諧波濾得干凈,取Cd=330mF。

PI調節器參數的設計

本控制系統電流內環和電壓外環均采用PI調節器控制整流器系統,電流環作為內環,迫使輸入電流跟蹤指令電流,能夠提高系統的動態響應能力。由電壓調節器輸出得到電流環的參考電流。其調節器的傳遞函數表達式分別為(7)和(8)。
 

(7)

(8)


式中：Ti為電流調節器的時間常數：Ti=Ls/Rs=0.15(s)

Kpi為電流調節器的比例系數：Kpi=Ls/TKs=0.67

Tpv為電壓調節器的時間常數：Tpv=hTi=5T=0.0005(s)

Kpv為電壓調節器的比例系數：Kpv=(h+1)TpvTd/(2h2Ti)=5.72

IGBT的驅動電路

IGBT 具有開關速度快,電壓控制的特點,同時又具有電流、電壓容量大,導通壓降小的優點,因而具有良好的特性,是目前大中功率電子設備普遍使用的開關器件。本系統采用國際整流器公司生產的IRGB15B60KD型號的開關管,它的耐壓為600V,允許通過的最大電流為15A,正常工作壓降為1.8V;柵極驅動電壓為15V,開通時間延遲為34ns,關斷時間延遲為184ns。驅動電路如圖3(a)所示。

圖3(a) IGBT驅動電路

驅動芯片IR2103S的內部結構如圖3(b)所示。IR2103S是半橋驅動芯片,具有低壓自鎖功能,當柵極驅動電壓小于11V時,斷開柵極信號,當柵極電壓低于10V時,IGBT將工作于線性區并且很快過熱,所以要有低柵壓保護電路。IR2103S內部自帶低壓自鎖電路。IGBT柵極需要15V才能達到額定的C-E結導通壓降。如果柵極電壓低于13V時,在大電流時導通壓降將急劇上升。所以IR2103S的電源電壓定為15V比較合適。

圖3(b) IR2103S內部結構

為了改善控制脈沖的前后延陡度并防止振蕩,減少IGBT集電極大的電壓尖脈沖,需要柵極串聯電阻RG。當RG增大時,開通和關斷延遲時間都將延長,IGBT的能耗增加。當RG減小時,di/dt增大可能引起IGBT誤導通或損壞。所以,應選擇合適的RG,通常為幾十W到幾百W。根據IRGB15B60KD產品數據實驗檢測值為22W,綜合考慮可取RG=30W。當集-射極之間加有高壓時,易受外界干擾,使柵-射電壓超過UGEth引起誤動作。為了防止這種現象發生,在柵-射間須接一個柵-射電阻RGE。如果RGE太小,開通時間會增大,從而降低開關頻率。通常RGE=(1000~5000)RG,則可取RGE=90KW。

C3為VCC電源濾波電容,取C3=0.1mF,C4與D1為自舉電容和二極管,自舉電容工程應用常取

C4=2Qg/(VCC-10-1.5)

假設IGBT充分導通電壓為10V,電容及二極管上的壓降為1.5V。對于50A/600V的IGBT充分導通時所需要的柵電荷Qg=250nC。

則C4可取：C4=2×250×10-9/(15-10-1.5)=0.14mF

可取C4=0.22mF,或更大容量的且耐壓大于35V的鉭電容。

為了快速關斷IGBT,要給柵極加負偏電壓,但過大的負偏電壓會造成IGBT反向擊穿,通常取關柵電壓為-5V。為了防止IGBT被擊穿,在柵-射之間加兩個反向串連的穩壓值分別為5V和15V的穩壓管。

為了避免主回路中的強電干擾控制回路中的弱電信號,采用光耦隔離器將驅動回路的控制部分和主回路隔離。通過隔離,人工在線調試的時候更加安全,另外驅動電路的輸入/輸出使用不同的地,利用隔離,可以避免之間的干擾。本系統采用TLP621光藕隔離器,+5V供電,隔離電壓為5000AC(V),典型工作輸入電流為16mA,輸出電流為1mA。輸入端電阻Rin=VCC/Iin=5V/16mA =312.5W,可取Rin=330W;輸出端電阻Rout=(VCC-UCE)/Iout=(5-0.7)V/1mA=4.3KW

可取Rout=4.7KW,驅動光耦隔離電路如圖3(c)所示。由于IR2103S的高端輸入/輸出同步,低端輸入/輸出異步,則高端輸入端接的光耦采用同向接法,低端輸入端接的光耦采用反向接法,以保證同一橋的上下管不同時導通。

圖3(c) 驅動光耦隔離電路

系統仿真

Matlab 軟件應用廣泛,Matlab7.0新增加“SimPower Systems”工具箱,這給使用者帶來了極大的方便,可以根據實際電路進行建模和仿真。本文采用基于Matlab7.0/SimPower Systems工具箱的方法對系統建模和仿真,仿真算法采用0de15s以獲得最好的仿真速度。仿真結果驗證了系統的可行性。

圖4為系統處于整流狀態時交流側電流/電壓波形,由結果可知,系統電流跟蹤性能好、響應快。當系統能量回饋時,交流側電流/電壓波形如圖5所示。

圖4 整流狀態交流電流/電壓波形

圖5 逆變狀態交流電流/電壓波形

系統在整流狀態時,直流側電壓輸出波形如圖6所示,由圖可知直流電壓無超調且紋波小。圖7為系統由能量正輸向能量回饋的變化時交流電流/電壓的波形,系統狀態轉換過渡時間短,當用戶端有能量回饋時,能很好地被電網吸收,而不必用耗能電阻來吸收消耗。用戶端的再生能量能有效地得到利用,以起到理想的節能作用。

圖6 直流輸出電壓波形

圖7 整流到逆變時交流電流/電壓波形

結語

PWM整流器是一種新型的綠色電源轉換器,能使系統功率因數接近1,負載電能回饋到電網,使負載端的電能得到了有效的利用。本文設計的單相PWM整流器控制系統能有效地實現高功率因數電能轉換和電能回饋電網的利用,在電力系統的節能中能起到很好的效果。