1引言

　　功率因數校正（PFC" title="PFC">PFC）技術能夠實現各種電源裝置電網側電流正弦化，使電網資源得到充分利用，基本上消除負載對電網、負載對負載之間的高次諧波污染，凈化電網。單相PFC已進入實用階段，實現方式多種多樣，較為常見的有用UC3854為控制IC設計的3kW以下的PFC電路，但該電路較為復雜，外圍元件多，特別是小功率的應用，如150W，該電路就顯得復雜，成本高。本文介紹了用TOPSwitch設計的功率150W以下簡捷的PFC電路設計。

2TOPSwitch在PFC中應用的設計原理

　　TOPSwitch為三端脈寬調制（PWM" title="PWM">PWM）開關，實現相同的功能，TOPSwitch外圍元件最少。并且TOPSwitch具有開關電源所有必須的功能，內含功率MOSFET，PWM控制器，內起動電路，環路補償和熱關斷電路。所以它能使電源電路得以進一步簡化，縮短設計時間，此為TOPSwitch設計的最大優點，并且TOPSwitch設計電源電路保證高的電源效率。

　　圖1為一個簡單的應用TOPSwitch設計的升壓型PFC電路，TOPSwitch工作頻率為100kHz，遠高于電網頻率，通過電源濾波器在電網側可以實現正弦輸入電流波形，并且與輸入電壓的波形同相。這個電路在提升電感上產生的波形示意圖如圖2所示。虛線為經過電源濾波器在電網側出現的電流波形。該波形就是開關管工作在電流斷續狀態下產生的。在提升電感、TOPSwitch和提升二極管上的電流IL、IT、ID如圖3所示。在這個電路中IL=IT＋ID，IL的電流波形即為IT和ID電流波形的簡單疊加，圖4為平滑后的理想波形，圖5為實際測試的波形。從圖中可以看出，在固定周期的情況下，它的電流與正弦電流相差較大，經過補償后的輸入電流實際測試波形如圖6所示。總諧波失真（THD）不超過18％，功率因數（PF）為0.978。

圖1應用TOPSwitch設計的升壓型PFC電路

圖2流過提升電感的電流波形示意圖

圖3IL、IT、ID波形

圖4理想波形

圖5實測波形

圖6經補償后的實測電流波形

　　TOPSwitch各開關周期的平均值IT(avg)可用公式（1）和（2）計算出來。公式中T為一個工作周期，IPK為TOPSwitch峰值電流，Uin是各個開關周期整流后交流輸入電壓瞬時值，fS是開關頻率，LP是自感系數。

IT=IPK(T/2)(1)

　　第N個開關周期二極管上電流平均值ID（avg）用公式（3）求出，UO為直流輸出電壓，

　　這兩個平均電流之和為電感電流平均值IL（avg）。交流輸入瞬時電壓，要求一個平均電流值與其對應。這個平均電流值將被作為100kHz開關電流波形的平均值來校正，與其相應的，可采用隨輸入電壓瞬時值調占空比D的方式，即預補償" title="預補償">預補償。工作周期T可用公式（5）進行計算。

3預補償原理

　　對MOSFET用恒頻恒占空比控制方式的缺點，如圖7所示，在一個開關周期內IL平均值不隨整流后電壓瞬時值線性變化，即：輸入電壓瞬時值上升后，平均值上升更快。這樣經過電源濾波后，產生如圖4所示的非正弦波形，為了使電流波形進一步正弦化，可以采用預補償的方式，即采用恒頻非恒占空比的控制方式。

　　產生這種結果的原因是：在TOPSwitch的整個工作過程中，提升電感上的電流是TOPSwitch上電流和提升二極管電流的代數和（見公式IL=IT＋ID），TOPSwitch上的電流隨著整流后的輸入電壓呈線性關系，平滑后是正弦電流。可是提升二極管上的電流隨著輸入電壓的升高迅速上升，呈非線性關系，平滑后不是正弦電流。這樣疊加的結果使提升電感上的電流就不是正弦的。因為提升二極管上的電流不受控，所以要想改善提升電感上電流波形，就只能通過控制IC改善TOPSwitch的電流波形，使TOPSwitch上的波形不是一個正弦波，來補償提升二極管不是正弦波的缺陷。這個問題是很多無乘法器的控制IC在boost電路中普遍存在的問題，這些都可以通過預補償的方式得以改善。改善的關鍵就是選擇合適的預補償電阻。

　　在輸入高電壓時減小IT的占空比，這樣使得IL的波形就不再是像圖4所示。經過補償的電流波形如圖6所示，這樣IL的波形已經近似于正弦波，電路原理圖如圖8所示，通過預補償電阻R1和直接輸出電壓檢測電路控制流入TOPSwitch控制腳的電流，使TOPSwitch的調制方式變成恒頻非恒占空比的方式，達到較為理想的PFC。占空比隨瞬時輸入電壓變化呈線性關系，TOPSwitch具有電流線性控制占空比變換器，當流入TOPSwitch控制引腳的電流在2.0～6.0mA范圍內增大時，TOPSwitch的占空比將從67％下降到1.7％，所以通過預補償電阻來控制部分TOPSwitch控制引腳的電流來控制占空比。預補償電阻的選擇是很重要的（后文對預補償電阻的選擇有論述）。當整流后的電壓最低時，TOPSwitch的控制引腳通過預補償電阻R1泄放電流，使流入控制引腳的電流減小，這時TOPSwitch的占空比最大；隨著整流后的輸入電壓的增高，流入TOPSwitch控制引腳的電流

圖7預補償前后TOPSwitch上的電流示意圖

圖8有預補償的應用TOPSwitch的PFC電路原理圖

也將逐漸增加，TOPSwitch的占空比逐漸減小，當輸入電壓達到最高時，TOPSwitch的占空比最小，這就完成了恒頻非恒占空比的控制方式。在示意圖圖7中可以看出，預補償以后，由于TOPSwitch上的電流減小了，使得在提升電感上的電流三角形的面積小于預補償以前的，電流的平均值也就減小了，平滑后的電流波形也就接近正弦波形了，如圖9所示。占空比隨著瞬時輸入電壓的變化而變化。這時THD<7％ ， PF為 0.98。 4 元 器 件 的 選 擇 與 參 數 計 算

　　（1）TOPSwitch的選擇表（見下表）

　　（2）預補償電阻R1的計算

　　可利用公式（6）進行計算預補償電阻R1（kΩ）

R1=APWM/SDV(6)

　　式中APWM是TOPSwitch占空比控制電流增益，為百分之十幾/mA（一般典型值為16％/mA），SDV是測試的交流整流后的輸入電壓與占空比直線的斜率，可定為SDV=－0.067％/V，預補償電阻R1也可以通過曲線計算出來，直流輸出電壓曲線和預補償電阻的關系如圖10所示。

　　（3）電感線圈的計算

圖9有預補償平滑后的電流波形

圖10預補償電阻與直流輸出電壓的關系曲線

　　電感值在設計中是至關重要的，可以通過查曲線的方式得到電感值。電感值的曲線如圖11所示。

圖11提升電感值與輸出功率、直流輸出電壓的關系曲線

5結論

　　150W以下的PFC在各項指標均接近的情況下，用TOPSwitch實現，只用17個元件；用UC3852實現為23個元件；用KA7524實現為27個元件。而且TOPSwitch的電感不需要輔助繞組，電路簡單緊湊。